Раздел 1 - Системы электропитания

 

Архитектура систем бесперебойного электропитания

 

1.1 Требования к системе электроснабжения

 

Система электроснабжения (СЭП) – это комплекс сооружений на территории предприятия связи и в производственных помещениях, обеспечивающий функционирование предприятия связи, как в нормальных, так и в аварийных режимах его работы. При проектировании СЭП необходимо учитывать следующие требования:

1 СЭП должна быть надежной и обеспечивать бесперебойное (или гарантированное) электропитание основного оборудования аппаратуры электросвязи, а также необходимые хозяйственные нужды. Под гарантированным электропитанием понимается электропитание, при котором допускается кратковременное ухудшение показателей качества электроэнергии, просадки и исчезновения напряжения на входных выводах цепей питания аппаратуры. Длительность провала напряжения или его исчезновение может лежать в пределах от 0,01 до 30 с. Электропитание аппаратуры без ухудшения показателей качества электроэнергии, исчезновения и просадок напряжения на входных выводах цепей питания аппаратуры называется бесперебойным электропитанием.

Для обеспечения гарантированного питания переменным током согласно [17] следует применять автоматизированные дизель – генераторные установки (ДГУ) с агрегатами, автоматизированными по 3-й степени с временным интервалом принятия нагрузки до 30 с; автопускаемые инверторы с интервалом принятия нагрузки до 1с; электромагнитные коммутационные устройства автоматического включения резерва (АВР) с временем срабатывания – от 0,6 до 4 с. в зависимости от количества ступеней АВР; тиристорные устройства для автоматического включения резерва со временем срабатывания не превышающем допустимого перерыва питания устанавливаемой аппаратуры.

Для обеспечения бесперебойного питания в цепи постоянного тока следует применять аккумуляторные батареи (АБ), а в цепи переменного тока – агрегаты бесперебойного питания (инверторы) с опорными АБ. В качестве резервного источника постоянного тока рекомендуется использовать АБ с закрытыми негерметичными или герметичными аккумуляторами.

Сеть аварийного освещения должна получать электропитание от одной из АБ, емкость которой должна обеспечивать возможность работы аварийного освещения в течение расчетного времени разряда.

2 СЭП должна быть технологичной при монтаже и экономичной при эксплуатации. Проектирование линий электропередач и токораспределительных сетей (ТРС) рекомендуется осуществлять с учетом полного развития предприятия, сооружения, а количество трансформаторов и

трансформаторных подстанций – с учетом возможности и целесообразности поэтапного наращивания мощности. Выбор архитектуры системы электропитания и оборудования должен обосновываться технико-экономическими показателями путём сравнения различных вариантов ее построения. При этом, необходимо учитывать требования безопасности обслуживания применением надежных схем, внедрением новой техники и ресурсосберегающих технологий.

При расчете токораспределительной сети постоянного тока и разработке ее конструкции, необходимо обеспечивать минимальный расход проводникового материала. Как правило, применяются алюминиевые шины, кабели и провода с алюминиевыми жилами. Применение кабелей и проводов с медными жилами допускается только при наличии соответствующих требований, приведенных в технических условиях на оборудование или в техническом задании на проектирование, либо в действующих нормативных документах. Потери напряжения в ТРС на участке от выводов СЭП до стоек аппаратуры связи, включая потери в устройствах защиты и коммутации не должны превышать 4% от номинального значения выходного напряжения электропитающей установки (ЭПУ).

Преобразовательные устройства должны комплектоваться по блочному принципу, что позволит наращивать мощности в перспективе и во время эксплуатации, без замены основного оборудования.

3 Электроснабжение СЭП осуществляется от электрической сети общего назначения и резервных источников электроэнергии трехфазного или однофазного переменного тока с частотой 50 Гц с номинальным напряжением 220/380 В, при этом, выходное напряжение установок может быть 24 В, 48 В или 60 В постоянного тока.

4 Система электропитания должна предусматривать постоянный местный и дистанционный технический контроль (мониторинг) и управление режимами работы СЭП.

Все неисправности и аварийные состояния должны фиксироваться в хронологическом порядке, диагностироваться и передаваться сервисной службе пользователя. Для выполнения этих функций в современных системах электропитания предусмотрена Система мониторинга и управления (СМ и У), которая осуществляет контроль состояния всех узлов, сигнализирует о неисправностях и состоянии СЭП и осуществляет передачу всей информации в сервисный центр для управления с персонального компьютера через модем телефонной связи. СМ и У должна обеспечивать функционирование СЭП с АБ в следующих режимах: заряд батареи; буферный режим работы батареи; режим непрерывного подзаряда; разряд батареи. Кроме того, СМ и У должна обеспечивать:

- параллельное включение одноименного оборудования с целью его резервирования;

- распределение нагрузки между параллельно работающими блоками и селективное отключение неисправного оборудования;

- защиту от токовых перегрузок, длительных и кратковременных перенапряжений во входных цепях и цепях входящих в состав оборудования СЭ. Защита должна осуществляться селективно с помощью

- автоматических выключателей и предохранителей;

- обеспечивать переключение на резервный источник переменного

напряжения, подключение резервной цепи питания аппаратуры от АБ;

- обеспечить срабатывание защитных устройств АБ от перезаряда или “глубокого ” разряда;

- обеспечивать включение вентиляции при заряде АБ;

- обеспечивать автоматический контроль электрических параметров АБ.

Блочный принцип построения преобразовательных устройств позволяет обеспечивать равномерное распределение нагрузки при ее изменении и осуществлять селективное отключение неисправного оборудования в аварийных ситуациях.

5 СЭП должна быть надежной. Под надежность работы СЭП понимается свойство системы сохранять в установленных пределах значения параметров электрической энергии, характеризующих возможность системы обеспечивать электропитание аппаратуры связи в заданных условиях применения и технического обслуживания. Проектируемая СЭП должна удовлетворять требуемым показателям надежности, к которым относятся – средняя наработка на отказ (T0), среднее время восстановления (TВ) и средний срок службы. В приложении В приводятся определения и нормированные значения показателей надежности.

Для повышения надежности СЭП используется резервирование оборудования, устройства защиты от перегрузок по току, от “бросковых” напряжений и. т. д. Блочный принцип исполнения преобразовательных устройств позволяет осуществлять селективное отключение неисправного оборудования в аварийных режимах.

При проектировании ТРС постоянного тока индуктивное и омическое сопротивления проводников цепи питания должны выбираться из условия ограничения величины импульсного напряжения на выходе СЭП при коротком замыкании в ТРС, при этом, расчетные величины тока и индуктивности цепи КЗ не должны превышать, соответственно, 1000 А и 10-4 Гн.

Устройства автоматической защиты должны выполнять свои функции при следующих входных воздействиях: при воздействии одиночных импульсов тока 10…350 мкс с амплитудой 50 кА - для устройств первичной защиты; при воздействии одиночных импульсов напряжения 1…50 мкс с амплитудой 4 кВ - для устройств вторичной защиты; при отклонениях питающего напряжения на ±40% от номинального значения длительностью до 3 с, а также при импульсных перенапряжениях по каждой из фаз до ±1000 В длительностью импульсов до 10 мкс - для остальных устройств.

В устройствах автоматической защиты амплитуда импульсов перенапряжения обеих полярностей на выходах устройств при входных воздействиях должна быть не более 4,0 кВ (длительность импульсов 1…50 мкс) для устройств первичной; для устройств вторичной защиты -1,0

(длительность импульсов до 10 мкс); для других устройств -1,0 (длительность импульсов до 10 мкс).

В устройствах автоматической защиты токи утечки варисторов, входящих в состав устройств, не должны превышать 1 мА.

6 СЭП должна быть эффективной с точки зрения преобразования электрической энергии. С этой целью преобразовательные устройства строятся по схемам с бестрансформаторным входом, с двойным преобразованием электрической энергии, с импульсным способом регулирования напряжения и звеном коррекции коэффициента мощности. Для коммутации транзисторных ключей используются принципы “мягкой коммутации”.

Качество электроэнергии на выходных выводах СЭП должно соответствовать установленным нормам качества электроэнергии на входах цепей питания аппаратуры связи, а именно:

- установившееся отклонение напряжения на выходных выводах ЭПУ постоянного тока для подключения цепей питания аппаратуры связи должно быть не более +4/-3,6 В для номинального напряжения 24 В, не более +9/-7,5 В для номинального напряжения 48 В и не более 12 В для номинального напряжения 60 В;

- уровень напряжения гармонической составляющей должен быть не более 50 мВ в диапазоне частот до 300 Гц включительно, не более 7 мВ на частотах выше 300 Гц до 150 кГц;

- пульсации напряжения по действующему значению суммы гармонических составляющих в диапазоне частот от 25 Гц до 150 кГц не более 50 мВ;

- пульсации напряжения по псофометрическому значению не более 2 мВ.

Для обслуживания АБ установившееся отклонение напряжения на выходных выводах выпрямительного устройства должно быть не более 1% от требуемого значения.

7 СЭП должна выполняться в соответствие с требованиями безопасности на электроустановки зданий .

Заземление нейтрали в трехфазных сетях переменного тока является рабочим, и сопротивление его не должно превышать 4 и 8 Ом соответственно при линейных напряжениях 380 и 220 В источника трехфазного тока. Это сопротивление должно быть обеспечено с учетом использования естественных и искусственных заземлителей. Заземлитель должен располагаться вблизи трансформатора (генератора), а для внутрицеховых подстанций около стены здания. Соединение нейтрали трансформатора или генератора с заземлителем осуществляется специальным проводом достаточного сечения. Корпус оборудования ЭПУ должен иметь болт (винт, шпильку) для подключения защитного проводника, при этом, для четырехпроводной внешней сети

переменного тока должно быть выполнено заземление и зануление

оборудования ЭПУ, а при пятипроводной сети - только заземление.

Всем этим требованиям отвечают СЭП, выпускаемые промышленностью

специально для использования на предприятиях связи.


1.2 Структурная схема системы электропитания

 

В отношении обеспечения надежности электроснабжения потребители электрической энергии (электроприемники) разделяются на три категории. Электроприемники первой категории – это электроприемники, перерыв электроснабжения которых может повлечь за собой опасность для жизни людей, угрозу для безопасности государства, значительный материальный ущерб, расстройство сложного технологического процесса, нарушение функционирования особо важных элементов коммунального хозяйства, объектов связи и телевидения. Электроприемники второй категории – это электроприемники, перерыв электроснабжения которых приводит к массовому недовыпуску продукции, массовым простоям рабочих, механизмов и промышленного транспорта, нарушению нормальной деятельности значительного количества городских и сельских жителей. К потребителям третьей категории относятся все остальные электроприемники, которые не попадают под определения первой и второй категории.

Предприятия связи относятся к потребителям первой категории и их энергоснабжение должно обеспечиваться от трех независимых источников. Два внешних ввода должны быть от отдельных независимых электростанций, а третий – от собственной дизельной электростанции.

Типовая структурная схема электроснабжения предприятия связи приведена на рисунке 1.1.

Схема включает в себя такие устройства:

- трансформаторные подстанции (ТП1 и ТП2);

- собственную электростанцию (СЭ);

- устройство автоматического ввода резерва (АВР);

- шкаф вводно- распределительный переменного тока (ШВР);

- электропитающую установку (ЭПУ);

- систему вентиляции и кондиционирования (СВ и К);

- электросети освещения;

- систему мониторинга и управления (СМ и У).

Трансформаторная подстанция (ТП) обеспечивает понижение напряжения от уровня (6…10) кВ до 220/380 В трехфазного переменного тока промышленной частоты 50 Гц. Применение высоких напряжений позволяет передавать большие мощности на большие расстояния с минимальными потерями в линиях электропередач.

АВР – устройство автоматического ввода резерва, осуществляет переключение источников электроснабжения, питающих нагрузку, при отключении питания на одном вводе 1 (фидере) на другой (резервный) ввод 2 в случае пропадания напряжения на основном вводе 1.

При пропадании напряжения на обоих фидерах осуществляется подключение резервного источника электроснабжения. В качестве резервного источника электроснабжения для гарантированного питания на предприятиях связи используются собственные электростанции.


 

Рисунок 1.1 – Типовая структурная схема электроснабжения предприятия связи

 

Собственные электрические станции (СЭ) могут иметь двоякое назначение. В тех случаях, когда электроснабжение объекта связи может быть осуществлено от внешних электросетей или электростанций, СЭ осуществляют резервное электроснабжение. При этом мощность СЭ ограничивается необходимым минимумом нагрузки предприятия связи. На особо ответственных предприятиях связи СЭ должны обеспечивать продолжительную автономную работу предприятия связи. При отсутствии электроснабжения от внешних сетей или электростанций, СЭ является единственным источником электроснабжения и рассчитывается на продолжительную работу с обеспечением всех нагрузок (как технических, так и хозяйственных нужд предприятия). СЭ оборудуются первичными двигателями внутреннего сгорания, газовыми турбинами или иными первичными двигателями. В качестве электрогенераторов используются различные генераторы переменного и постоянного тока

ШВР – шкаф вводно-распределительный обеспечивает: подачу переменного тока к выпрямительным устройствам, местным потребителям; контроль напряжения постоянного тока; сбор информации о повреждениях, возникающих на оборудование ЭПУ; защиту от перегрузок по напряжению и токов короткого замыкания в токоведущих шинах ТРС, а также

автоматическое включение и переключение аварийного освещения предприятия связи. Иногда на ШВР возлагают функции АВР, т.е. осуществляет подачу сигнала на запуск автоматизированных дизельных электростанций при отключении внешних источников электроэнергии и автоматическое отделение потребителей гарантированного питания, подключаемых к дизельной электростанции от потребителей негарантированного питания, питаемых от внешних источников электроэнергии.

Система вентиляции и кондиционирования воздуха (СВ и К) создает и автоматически поддерживает в закрытых помещениях параметры на определенном уровне с целью обеспечения оптимальных метеорологических условий, наиболее приятных для самочувствия людей и нормального функционирования СЭП. Кондиционирование воздуха осуществляется комплексом технических средств забора воздуха, подготовки (придания необходимой кондиции), перемещения и его распределения, а также средства хладо – и теплоснабжения, автоматики, дистанционного управления и контроля. СВ и К обслуживаются, как правило, комплексными автоматизированными системами управления. Автоматизированная система кондиционирования поддерживает заданное состояние воздуха в помещении независимо от колебаний параметров окружающей среды.

Система мониторинга и управления (СМ и У) осуществляет удаленный контроль и управление состоянием СЭП. Такая возможность связи с системой управления системой минимизирует затраты на персонал, издержки на эксплуатацию и обслуживание. Наличие полной информации в сочетании с избирательным доступом к ней повышает скорость и эффективность при устранении повреждений в СЭП. В памяти контроллера в течение нескольких дней сохраняются данные о сбоях и измеренные значения параметров, что позволяет проверять долгосрочное поведение определенных величин. Это позволяет считывать и анализировать нужные данные с помощью локальной консоли оператора или из удаленного центра управления. Запись, хранение и передача системной информации создает основу для статистического анализа и планирования с оптимизацией издержек. Кроме того, это позволяет своевременно обнаруживать неисправности.

На контроллер поступает текущая информация о работе системы: напряжение нагрузки; ток нагрузки; ток батареи; текущее состояние выпрямительных устройств; состояние системы питания переменного тока; информация с датчика температуры выпрямительных устройств; информация с датчика температуры батареи и т.д. Контроллер выполняет следующие управляющие функции:

- заряд батареи с управлением по току;

- заряд батареи с управлением по времени;

- контроль контакта отключения батареи при ее “глубоком” разряде;

- регулировку уровня напряжения “плавающего заряда” в зависимости от температуры;

- отключение батареи в зависимости от температуры;

- дистанционное управление выпрямительными устройствами и.т.д.

Кроме того, контроллер обеспечивает аналоговую сигнализацию о сбоях для удаленного оборудования через плавающие переключательные контакты, а также цифровую сигнализацию через модем: контроль напряжения нагрузки; контроль батарейного напряжения; контроль предохранителей; контроль выпрямителей; контроль мощности переменного тока.

Электропитающей установкой (ЭПУ) называется часть СЭП, предназначенная для преобразования, регулирования, распределения и обеспечения бесперебойности подачи различных напряжений переменного и постоянного тока, необходимых для нормального функционирования предприятия связи. ЭПУ включает в себя следующие элементы: выпрямительные устройства (ВУ), инверторы (И) и конверторы (К) напряжения, аккумуляторную батарею (АБ), токораспределительные сети (ТРС), связывающие оборудование ЭПУ между собой, а также с аппаратурой связи и и систему заземления с защитными устройствами.

Выпрямительное устройство (ВУ) – это статический преобразователь напряжения переменного тока в напряжение постоянного тока. Промышленность выпускает ВУ общего применения, которые предназначаются как для заряда и подзаряда аккумуляторных батарей, так и для электропитания аппаратуры связи и осветительных установок. Величина тока нагрузки определяется типом и количеством, параллельно работающих выпрямительных блоков (nВУ).

Инвертор напряжения (И) - преобразует постоянное напряжение аккумуляторной батареи в переменное однофазное напряжение 220В частотой 50 Гц.

Конвертор напряжения (К) – преобразует постоянное напряжение одного уровня в постоянное напряжение другого уровня. Конвертор напряжения может выполнять две функции:

- осуществлять вольтодобавку к напряжению аккумуляторной батареи во время ее разряда на штатную нагрузку, т.е. поддерживать напряжение на аппаратуре связи в допустимых пределах в процессе разряда батареи. Такой конвертор называют вольтодобавочным (ВДК);

- работать как автономный инвертор, обеспечивая питанием оборудование связи напряжением переменного тока с частотой 50 Гц при пропадании напряжения сети или отклонении его от требуемых параметров качества.

Аккумуляторная батарея (АБ) – химический источник тока многократного действия. Он способен накапливать, длительно сохранять и отдавать по мере надобности электрическую энергию, полученную от внешнего источника постоянного тока. Используется в качестве резервного источника электрической энергии в аварийном режиме СЭП до момента подключения СЭ. При малой мощности потребления АБ может быть представлена единичным аккумулятором. При средней и большой мощностях АБ представляет собой последовательно включенные элементы, которые в свою очередь могут включаться параллельно для увеличения ее емкости.

 

 

1.3       Системы бесперебойного электропитания на стороне постоянного тока

 

Получение бесперебойного энергоснабжения на стороне постоянного тока может быть обеспечено различными способами.

На предприятиях связи используются пять модификаций системы: буферная система электропитания; буферная система электропитания с вольтодобавочным конвертором; буферная система с конвертором; система с отделенной от нагрузки АБ; безаккумуляторная система. Они представлены на рисунках 1.2…1.6.

 

Буферная система электропитания. В нормальном режиме работы СЭП на аппаратуру подается стабилизированное напряжение от ВУ, параллельно выходу которых подключена АБ, содержащаяся в режиме постоянного подзаряда. При таком включении используются как фильтрующие свойства батареи, обладающей малым внутренним сопротивлением, так и ее стабилизирующие свойства, особенно проявляющиеся при импульсном характере нагрузки. Таким образом, преимуществом буферных систем электропитания является использование сглаживающих и стабилизирующих свойств АБ, что улучшает качество электропитания аппаратуры. Недостатком данной системы является снижение срока службы закрытых (герметичных и негерметичных) аккумуляторов при импульсных воздействиях со стороны нагрузки во время работы ВУ. При перерывах в электроснабжении оборудования связи переменным током, а также при отключении ВУ вследствие появления неисправности, т.е. в аварийном режиме, питание аппаратуры принимает на себя АБ. В процессе разряда батареи происходит снижение уровня напряжения питания, поэтому в данной СЭП по мере необходимости устанавливают дополнительные стабилизирующие устройства (рисунок 1.2).

 

 

Рисунок 1.2 – Буферная система электропитания

 

Буферная система электропитания с вольтодобавочным конвертором. При применении ВДК с плавным регулированием выходом напряжения на шинах питания аппаратуры связи можно поддерживать стабильным. Существует два способа подключения ВДК. Вход ВДК подключается параллельно АБ, а выход - в разрез между батареей и нагрузкой (рисунок 1.3, а), либо между батареей и выпрямительным устройством (рисунок 1.3, б).

 

 

а) б)

 

Рисунок 1.3 – Буферная система электропитания с ВДК

 

В первом варианте выход ВДК подключен к полупроводниковому диоду VD, падение напряжения на котором составляет около 1В, что снижает коэффициент полезного действия системы, т.к. диод выбирается из расчета суммарного тока нагрузки. Функциональное назначение диода – обеспечить непрерывное протекание тока в момент срабатывания контактора К1. Во втором варианте выход ВДК коммутируется контактором К2. Наличие двух контакторов снижает надежность системы. Построение ВДК по схеме с преобразованием электрической энергии повышает кпд СЭП; широтно- импульсный способ регулирования напряжения позволяет плавно увеличивать уровень выходного напряжения по мере снижения напряжения АБ. При разряде АБ ВДК добавляет недостающую долю напряжения для обеспечения постоянства напряжения на нагрузке. Это иллюстрируется графиком на рисунке 1.4.


Рисунок 1.4 – Изменение напряжения ВДК от времени

 

В нормальном режиме контакторы К1, К3 разомкнуты, а К2 – замкнут, элементы АБ поддерживаются в нормальном состоянии от ВУ. Одновременно обеспечивается питание основного оборудования от выпрямителя. В аварийном режиме замыкаются контакторы К1, К3, размыкается контактор К2 и выход ВДК соединяется последовательно с АБ, вход ВДК при этом подключается к АБ.

Буферная система электропитания с конвертором (рисунок 1.5).

 

Рисунок 1.5 – Буферная система электропитания с конвертором

 

Конвертор предназначен для плавного регулирования (либо стабилизации) напряжения питания (U0) аппаратуры связи и компенсации изменения напряжения на АБ в процессе ее разряда. Отсутствие контакторов в СЭП повышает ее надежность. Так как конвертор рассчитывается на полную мощность нагрузки, то это увеличивает материальные затраты и эксплуатационные расходы. Использование такой системы оправдано при более высоких требованиях к качеству электропитания аппаратуры связи, чем требования к выпрямителю содержания АБ.

Система с отделенной от нагрузки АБ (рисунок 1.6). В нормальном режиме работы питание аппаратуры обеспечивается за счет ВУ. АБ подзаряжается от дополнительного выпрямителя содержания (ВС).

 

Рисунок 1.6 – Система электропитания с отделенной от нагрузки АБ

 

Устройство управления (УУК) контролирует напряжение на нагрузке. При его уменьшении ниже допустимой нормы срабатывает электронный ключ ЭК (тиристорный или транзисторный), а затем контактор К1. Преимуществом этой системы является отсутствие влияния импульсной нагрузки на работу АБ. К недостаткам можно отнести: низкий кпд основного выпрямителя (ВУ) за счет больших габаритных размеров сглаживающих фильтров и дополнительного выпрямителя - ВС.


Безаккумуляторная система электропитания (рисунок 1.7) требует

Рисунок 1.7 – Безаккумуляторная система электропитания

 

наличия не менее трех независимых источников энергии, один из которых резервная электростанция (ДГУ). В этой системе всегда работает парное число выпрямителей, при этом улучшается форма потребляемого тока и они должны быть загружены не более чем на 50%. При пропадании напряжения на одном из фидеров замыкается К2 и выпрямители подключаются к другому фидеру. Преимуществом этой системы является простота схемы построения, дешевизна системы. Но по ряду, в основном организационных причин, схема не нашла широкого применения.

 

1.4       Системы бесперебойного электропитания на стороне переменного тока

По принципу действия ИБП (источники бесперебойного питания) можно отнести к двум типам.

Первый тип это источники бесперебойного питания с режимом работы off-line ( offline – дословно «вне линии» ). Принцип работы этого типа ИБП заключается в питании нагрузки от питающей сети и переключении на внутреннюю резервную схему при отключении питания или отклонении напряжения за допустимый диапазон. Время переключения обычно составляет величину порядка 4…12 мс, что вполне достаточно для большинства электроприемников с импульсными блоками питания. Второй тип - это источники бесперебойного питания с режимом работы on-line ( on-line дословно «на линии» ). Эти устройства постоянно питают нагрузку и не имеют времени переключения. Наряду с резервированием электроснабжения они предназначены для обеспечения необходимого качества электроэнергии при его нарушениях в питающей сети и фильтрации помех, приходящих из питающей сети.

Достаточно часто в литературе по источникам бесперебойного питания упоминаются ИБП с режимом работы line-interactive (line-interactive UPS). Принцип их действия в значительной степени похож на принцип действия off-line, за исключением наличия так называемого «бустера» - устройства ступенчатой стабилизации напряжения посредством коммутации обмоток входного трансформатора и использования основной схемы для заряда и подзаряда батареи, что обеспечивает более быстрый выход устройства на рабочий режим при переходе на питание от аккумуляторных батарей (АБ). При этом время переключения на работу от АБ сокращается до 2…4 мс.

В зависимости от знака и величины отклонения напряжения δU включается соответствующая комбинация «отводов» (витков) трансформатора (рисунок 1.8,а), поэтому регулирование напряжения носит ступенчатый характер.

Рисунок 1.8 - Бустер off-line (а), и line-interactive ИБП (б)

 

При отклонении напряжения U выше номинального значения бустер переключает отвод в положение - δU, снижая тем самым значение напряжения, поступающего в схему ИБП и далее к электроприемнику. При отклонении напряжения ниже номинального значения бустер переключает отвод в положение + δU. Такая схема бустера применяется редко, на смену ей пришла схема, аналогичная фмагнитному усилителю (рисунок 1.8,б). В этой схеме имеются две встречно включенные обмотки, соответственно намагничивающие сердечник бустера. Различие между ИБП off-line и line-interactive фактически стерлось, поскольку появились модели off-line с возможностью регулирования напряжения в номинальном режиме при помощи введенного в схему бустера. Единственно, что различает эти типы ИБП, - это форма выходного напряжения в автономном режиме. У ИБП типа off-line - это прямоугольная форма и аппроксимация синусоиды ступеньками и трапецией, line-interactive имеет синусоидальное выходное напряжение.

Для питания технических средств с импульсными блоками питания форма выходного напряжения ИБП значения не имеет. На рисунке 1.9 представлена структура ИБП типа оff-line и line-interactive.

 

 

Рисунок 1.9 - Структура ИБП: а) off-line; б) line-interactive

 

В нормальном режиме ИБП пропускает сеть на нагрузку, осуществляя подавление высокочастотных помех и импульсов напряжения в LC-фильтре и компенсируя отклонения напряжения бустером. Аккумуляторная батарея заряжается (подзаряжается) от зарядного устройства (выпрямителя). При отключении сети запускается инвертор, и переключатель переводит нагрузку на инвертор ИБП. Переключение осуществляется автоматически и АБ будет питать нагрузку до момента восстановления напряжения на входе или до исчерпания ёмкости. В схеме на рисунке 9,б при запуске инвертора отключается вход ИБП от линии питания с целью исключения подачи обратного напряжения со стороны нагрузки в питающую линию.

Инвертор входит в состав всех типов ИБП. Он представляет собой полупроводниковый преобразователь постоянного напряжения АБ в переменное напряжение 220/380 В, поступающее на электроприемники (нагрузку). В современных ИБП типа line-interactive, инвертор совмещает в себе функции, как собственно инвертора, так и зарядного устройства.

В зависимости от модели ИБП инвертор формирует напряжение различной формы. Применяются упрощенные схемы инверторов, формирующие напряжение прямоугольной формы с бестоковыми паузами (рисунок 1.10, а) и более совершенные схемы с синусоидальным напряжением или близким к синусоидальной форме – аппроксимированное ступенями (рисунок 1.10, б).

 

 

 

Рисунок 1.10 - Формы выходного напряжения инверторов: а) ступенчатая;

б) аппроксимированная синусоида; в) синусоидальная

 

Такие инверторы характерны для ИБП малой мощности и пригодны для работы с импульсными блоками питания. Инверторы ИБП типа line-interactive формируют напряжение синусоидальной формы (рис.1.3,в) с низким содержанием гармоник ( как правило, коэффициент искажения синусоидальности кривой напряжения ). Такие инверторы пригодны для питания всех типов нагрузок – от импульсных блоков питания до двигателей. Как правило, форма напряжения инвертора и указываются в паспортных данных ИБП.

Типичный диапазон мощностей ИБП типов off-line и line-interactive от 250 ВА до 3…5 кВА.

Источники бесперебойного питания с режимом работы on-line выпускаются нескольких типов (по способам преобразования энергии).

Различают четыре типа on-line ИБП:

- с одиночным преобразованием;

- с дельта преобразованием;

- феррорезонансные ИБП;

- с двойным преобразованием.

Принцип одиночного преобразования (single conversion) (рисунок 1.11) заключается в следующем.

В цепь между питающей сетью и нагрузкой включен дроссель, к выходу которого подключен инвертор. Инвертор в данной схеме является реверсивным и способен преобразовывать постоянное напряжение в переменное и наоборот. Помимо питания нагрузки в автономном режиме вторым назначением Инвертора является регулирование напряжения на стороне нагрузки при отклонениях в питающей сети. У ИБП данного типа КПД весьма высок и может достигать 96 %. Однако имеются некоторые недостатки, например низкое значение входного коэффициента мощности (cosφ ≈0,6), при этом он меняется при изменении как напряжения сети, так и характера нагрузки.

Рисунок 1.11- ИБП одиночного преобразования (single conversion UPS)

 

Кроме того, при малых нагрузках данные ИБП потребляют существенные реактивные токи, соизмеримые с номинальным током установки. Среди современных ИБП последних моделей подобный тип не встречается, поскольку на смену ему пришла технология дельта преобразования, являющаяся развитием технологии одиночного преобразования.

Принцип дельта преобразования (delta conversion) основан на применении в схеме ИБП так называемого дельта трансформатора (рисунок 1.12).

Дельта трансформатор представляет собой дроссель с обмоткой подмагничивания, которая позволяет управлять током в основной обмотке (аналогично принципу магнитного усилителя ). В ИБП применяются два постоянно работающих инвертора. Один служит для управления дельта трансформатором то есть регулировки входного тока и компенсации некоторых видов помех. Его мощность составляет около 20% от мощности второго инвертора, работающего на нагрузку. Второй инвертор, мощность которого определяет мощность ИБП, формирует выходную синусоиду, обеспечивая коррекцию отклонений формы входного напряжения, а также питает нагрузки от батарей при работе ИБП в автономном режиме. Благодаря такой схеме обеспечивается возможность плавной загрузки входной сети при переходе из автономного режима работы от батарей к работе от сети ( режим on-line), а также высокая перегрузочная способность до 200 % в течении 1 минуты. При загрузке ИБП данного типа на 100% номинальной мощности коэффициент полезного действия составляет 96,5%. Однако высокие показатели данный тип ИБП обеспечивает при следующих условиях: отсутствии отклонений и искажений напряжения в питающей сети, нагрузке ИБП, близкой к номинальной и являющейся линейной. В реальных условиях показатели данного типа ИБП ( КПД = 90,8…93,5% ) приближаются к показателям ИБП с двойным преобразованием. Реальное достижение высоких заявленных значений КПД ИБП с дельта преобразованием возможно при широком внедрении импульсных блоков питания с коррекцией коэффициента мощности. Это означает, что нагрузка приобретает, преимущественно активный характер и создаются условия для проявления высоких энергетических характеристик ИБП. В последнее время коэффициент полезного действия новых блоков питания достигает значений 0,92…0,97. Другим достоинством ИБП с дельта преобразованием является высокий коэффициент мощности самого устройства, близкий к единице.

 

Рисунок 1.12 - ИБП с дельта преобразованием (delta conversion UPS)

 

Это облегчает совместную работу ИБП и двигатель-генераторную установку (ДГУ). На основе ИБП с дельта преобразованием строятся мощные централизованные системы бесперебойного электроснабжения (СБЭ) с избыточным резервированием. Естественно, возможны также схемы с одиночными ИБП. Диапазон мощностей ИБП этого типа находится в пределах 10…480 кВА. Возможно параллельное объединение до 8 ИБП для работы на общую нагрузку в одной СБЭ. Данный тип ИБП является основной альтернативой ИБП с двойным преобразованием.

Феррорезонансные ИБП названы так, по применяемому в них феррорезонансному трансформатору. В основу его работы положен эффект феррорезонанса, применяемый в стабилизаторах переменного напряжения. При нормальной работе трансформатор выполняет функции стабилизатора напряжения и сетевого фильтра. В случае “провала” сети феррорезонансный трансформатор обеспечивает нагрузку питанием за счет энергии, накопленной в его магнитной системе. Интервала времени длительностью 8…16 мс достаточно для запуска инвертора, который за счет энергии аккумуляторной батареи продолжает питать нагрузку. Коэффициент полезного действия ИБП данного типа соответствует КПД систем двойного преобразования (не превышает 93%). Данный тип источников бесперебойного питания широкого распространения не получил, хотя обеспечивает очень высокий уровень защиты от высоковольтных выбросов и высокий уровень защиты от электромагнитных шумов. Предел мощности ИБП данного типа не превышает 18 кВА.

Наиболее широко распространен тип ИБП двойного преобразования (double conversion UPS), представленный на рисунке 1.13.

Обычно в качестве синонима двойного преобразования употребляют термин on-line. Это не совсем верно, так как к группе ИБП типа on-line относятся и другие схемы.

В ИБП этого типа вся потребляемая энергия поступает на выпрямитель и преобразуется в энергию постоянного тока, а затем инвертором – в энергию переменного тока.

 

Рисунок 1.13 - ИБП двойного преобразования (double conversion UPS)

 

1.5 Показатели качества электрической энергии в цепях переменного тока

Качество электроэнергии характеризуется различными нарушениями и искажениями формы питающего напряжения. Источники нарушений:

 

Рисунок 1.14 - Источники искажения качества электроэнергии

 

Показатели качества электрической энергии и их числовые нормы определяет ГОСТ 13109-97. Нормы устанавливаются для точек общего присоединения (точки, к которым присоединяются приёмники электрической энергии или электрические сети, находящиеся в собственности различных потребителей).

Нормы качества устанавливаются для кондуктивных помех (электромагнитные помехи, распространяющиеся по элементам электрической сети) и являются обязательными для всех режимов работы систем электроснабжения, кроме режимов обусловленных стихийными бедствиями (ураганы, наводнения, землетрясения), непредвиденными ситуациями (пожар, взрыв, военные действия), ликвидацией последствий, вызванных погодными условиями и непредвиденными обстоятельствами.

Показателями качества являются:

·         установившееся отклонение напряжения ;

·         размах изменения напряжения ;

·         доза фликера ;

·         коэффициент искажения синусоидальности кривой напряжения ;

·         коэффициент n-ой гармонической составляющей напряжения ;

·         коэффициент несимметрии напряжений по обратной последовательности ;

·         коэффициент несимметрии напряжений по нулевой последовательности ;

·         отклонение частоты ;

·         длительность провала напряжения ;

·         импульсное напряжение ;

·         коэффициент временного перенапряжения .

 

1. Отклонение напряжения . Под ним понимается разность номинального действующего значения междуфазного (фазного) напряжения и установившегося (более 1 мин) действующего фактического напряжения.

Нормально допустимые и предельно допустимые значения установившегося отклонения напряжения на выводах приемников электрической энергии равны соответственно 5 и 10% от номинального напряжения электрической сети

 

Рисунок 1.15 - Отклонение и колебание напряжения

 

2. Колебания напряжения. Характеризуются размахом изменения напряжения и дозой фликера .

Размах изменения напряжения в процентах:

Где - значения следующих один за другим экстремумов или экстремума и горизонтального участка огибающей среднеквадратичных значений напряжения основной частоты, определенных на каждом полупериоде основной частоты, В, кВ.

Рисунок 1.16 - Колебания напряжения произвольной формы

 

Допускается при коэффициенте искажения синусоидальности напряжения, не превышающем 5%, определять размах изменения напряжения в процентах по формуле

где - значения следующих один за другим экстремумов или экстремума и горизонтального участка огибающей амплитудных значений напряжения на каждом полупериоде основной частоты, В, кB.

 

Предельно допустимые значения размаха изменения напряжения в зависимости от частоты повторения изменений напряжения или интервала между изменениями напряжения равны значениям, определяемым по кривой 1 рисунка 1.17. Для потребителей электрической энергии, располагающих лампами накаливания, в помещениях, где требуется значительное зрительное напряжение более жесткие требования, определяемые кривой 2 рисунка 1.17.

Рисунок 1.17 - Допускаемые размахи изменений напряжения в зависимости от частоты повторения изменений напряжения за минуту

 

Вторая характеристика колебаний напряжения – доза фликера. Доза фликера – мера восприимчивости человека к воздействию фликера (субъективное восприятие человеком колебаний светового потока искусственного освещения, вызванного колебаниями напряжения) за установленный промежуток времени. Для вычисления дозы фликера сначала находим время восприятия фликера tf.

tf=

 

dmax – максимальное отклонение напряжения от максимального в процентах

Fкоэффициент приведения, зависящий от вида кривых изменения напряжения, которые приведены в ГОСТе 13109-97.

Тогда кратковременная доза фликера вычисляется следующим образом:

Pst=

Tp – интервал времени наблюдения, 10 мин.

Длительная доза фликера вычисляется на интервале времени 2 часа. Предельно допустимые значения кратковременной дозы фликера в точке общего присоединения сетей 0,38 кВ равны 1,38, а для длительной – 1,0.

 

3. Несинусоидальность напряжения. Несинусоидальность напряжения (рисунок 1.18) характеризуется следующими по­казателями:

- коэффициентом искажения синусоидальности кривой напряжения КU;

- коэффициентом n-й гармонической составляющей напряжения КU(n)

 

 

Рисунок 1.18 - Несинусоидальность напряжения

 

Коэффициент искажения синусоидальности кривой напряжения КU – отношение действующего напряжения высших гармоник к действующему значению первой гармоники.

Коэффициент n-й гармонической составляющей напряжения КU(n) – отношение действующего значения напряжения n-ой гармоники к действующему значению первой гармоники.

Нормально допустимые и предельно допустимые значения коэффициента искажения синусоидальности кривой напряжения в точках общего присоединения к электрическим сетям с разным номинальным напряжениям приведены в таблице 1.1.

 

Таблица 1.1 - Значения коэффициента искажения синусоидальности кривой напряжения в процентах

Нормально допустимое значение при , кВ

Предельно допустимое значение при , кВ

0,38

6-20

35

110-330

0,38

6-20

35

110-330

8,0

5,0

4,0

2,0

12,0

8,0

6,0

3,0

 

Нормально допустимые значения коэффициента n-ой гармонической составляющей напряжения в точках общего присоединения к электрическим сетям с разным номинальным напряжением приведены в таблице 1.2.

 

Таблица 1.2 - Значения коэффициента n-ой гармонической составляющей напряжения в процентах

Нечетные гармоники, не кратные 3,

при , кВ

Нечетные гармоники, кратные 3* при

, кВ

Четные гармоники

при

,.кв

n

0,38

6-20

35

110-330

n

0.38

6-20

35

110-330

n

0,38

6-20

35

110330

5

6,0

4,0

3,0

1,5

3

5,0

3,0

3,0

1,5

2

2,0

1.5

1,0

0,5

7

5,0

3,0

2,5

1,0

9

1,5

1,0

1,0

0,4

4

.1,0

0,7

0,5

0,3

11

3,5

2,0

2,0

1,0

15

0,3

0,3

0,3

0,2

6

0,5

0,3

0,3

0,2

13

3,0

2,0

1,5

0,7

21

0,2

0,2

0,2

0.2

8

0,5

0,3

0,3

0,2

17

2,0

1,5

1,0

0,5

>21

0,2

0,2

0,2

0,2

10

0,5

0,3

0,3

0,2

19

1,5

1,0

1,0

0,4

 

 

 

 

 

12

0,2

0,2

0,2

0,2

23

1,5

1,0

1,0

0,4

 

 

 

 

 

>12

0,2

0,2

0,2

0,2

25

1,5

1,0

1,0

0,4

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

>25

0,2+1,3x

25/n

0,2+0,8x

25/n

0,2+0,6x

25/n

0.2+

0,2x

25/n

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

n - номер гармонической составляющей напряжения.

* Нормально допустимые значения, приведенные для n, равных

3 и 9, относятся к однофазным электрическим сетям. В трехфазных

трехпроводных электрических сетях эти значения принимают вдвое

меньшими приведенных в таблице

 

Предельно допустимое значение коэффициента. n-ой гармонической составляющей напряжения вычисляют по формуле:

,

где - нормально допустимое значение коэффициента n-ой гармонической составляющей напряжения, определяемое по таблице 2.

 

4. Несимметрия напряжения. Характеризуется коэффициентами несимметрии напряжений:

- коэффициентом несимметрии напряжений по обратной последовательности;

- коэффициентом несимметрии . напряжений по нулевой последовательности.

Эти коэффициенты соответственно равны отношению напряжений обратной и нулевой последовательности к напряжению прямой последовательности. Эти составляющие определяются либо методом симметричных составляющих, либо по формулам в стандарте, связывающим измеренные междуфазные напряжения.

Допустимое и предельно допустимое значения коэффициентов несимметрии напряжений в точках общего присоединения к электрическим сетям равны 2,0 и 4,0 % соответственно при номинальном напряжении 0,38 кВ. Нормы по нулевой последовательности относятся к точкам общего присоединения четырехпроводных электрических сетей.

Метод симметричных составляющих.

Для расчета несимметричных режимов трехфазных электрических цепей применяется метод симметричных составляющих, основанный на представлении любой трехфазной несимметричной системы электрических или магнитных величин (токов, напряжений, магнитных потоков) в виде суммы трех симметричных систем. Эти симметричные системы величин, образующих в совокупности несимметричную систему, носят название симметричных составляющих прямой, обратной и нулевой последовательностей. При этом под последовательностью подразумевается порядок следования во времени максимумов фазных величин. На рисунке 1.19 в виде примера показаны симметричные составляющие напряжений всех трех последовательностей.

Рисунок 1.19 – Векторы прямой, обратной и нулевой последовательности

 

Вектора фазных напряжений трехфазной системы обозначены буквами А, В и С. Три вектора образуют симметричную систему прямой последовательности, обозначаемую индексом 1, когда

, иначе

где – фазный множитель трехфазной системы.

Умножение на поворачивает вектор на + 1200 (рисунок 1.20); умножение на поворачивает вектор на -1200 (или на 2400). Вместе с тем поворот на
+2400 выражается умножением на :

Это соответствует равенству . Отсюда следует простое соотношение:

Рисунок 1.20 – Умножение вектора на

 

Три вектора прямой последовательности изображены слева на рисунке 1.19, а, вектора обратной последовательности обозначены индексом 2. В системе обратной последовательности вектор В2 опережает вектор А2 на фазный угол 2p/3, а вектор С2 отстает от вектора А2 на такой же угол 2p/3 (рисунок 1.19, б). Для векторов, образующих систему обратной последовательности:

Три вектора могут образовывать и третью симметричную систему – систему

нулевой последовательности, в которой соответствующие векторы обозначены индексом 0. В этой систем три вектора А0, В0 и C0 равны друг другу:

Складывая одноименные векторы трех разных последовательностей, получаем несимметричную систему (рисунок 6, г):

 

 

Выразив составляющие всех симметричных систем через соответствующие векторы А0, А1, А2 по формулам (1)…(3), представим систему равенств (4) в виде:

Определитель этой системы уравнений

 

 

отличен от нуля. Следовательно, система всегда имеет решение при заданных значениях A, В и C:

 

Если учесть, что и что , решение системы (5) легко находится. Таким образом, для любой заданной системы трех векторов А, В и С можно найти составляющие прямой, обратной и нулевой последовательностей.

Измерение коэффициента несимметрии напряжений по обратной последовательности для междуфазных напряжений осуществляют следующим образом. Для каждого i-го наблюдения за период времени, равный 24 ч, измеряют одновременно действующие значения междуфазных напряжений по основной частоте в вольтах.

Вычисляют действующее значение напряжения обратной последовательности основной частоты по формуле

 

Вычисляют коэффициент несимметрии напряжений по обратной последовательности в процентах как результат i-го наблюдения по формуле:

,

где - действующее значение напряжения обратной последовательности основной частоты трехфазной системы напряжений в i-ом наблюдении, В;

- действующее значение напряжения последовательности основной частоты в i-ом наблюдении, В.

При определении допускается:

- определять методом симметричных составляющих;

- вычислять по приближенной формуле

 

,

где - наибольшее и наименьшее действующие значения из трех мёждуфазных напряжений основной частоты в i-ом наблюдении, В.

- применять при вычислении вместо действующих значений междуфазных напряжений основной частоты действующие значения соответствующих напряжений с учетом гармонических составляющих этих напряжений при коэффициенте искажения синусоидальности напряжения, не превышающем 5 %;

- вычислять по формуле

,

где - номинальное значение междуфазного напряжения, В.

Далее вычисляют значение коэффициента несимметрии напряжений по обратной последовательности в процентах как результат усреднения N наблюдений на интервале времени , равном 3 с, по формуле

.

Число наблюдений N должно быть не менее 9.

Измерение коэффициента несимметрии напряжений по нулевой последовательности проводят в четырехпроводных сетях следующим образом. Для каждого i-го наблюдения за период времени, равный 24 ч, измеряют одновременно действующие значения трех междуфазных и двух фазных напряжений основной частоты в вольтах. Определяют действующее значение напряжения нулевой последовательности основной частоты в i-ом наблюдении по формуле

 

Вычисляют коэффициент несимметрии напряжений по нулевой последовательность в процентах как результат i-го наблюдения по формуле

,

 

где - действующее значение напряжения нулевой последовательности основной частоты трехфазной системы напряжений в i-ом наблюдении, В;

- действующее значение междуфазного напряжения прямой последовательности основной частоты, В.

При определении допускается:

- определять методом симметричных составляющих;

- вычислять при симметрии междуфазных напряжений по приближенной формуле

,

 

где - наибольшее и наименьшее из трех действующих значений фазных напряжений основной частоты в i -ом наблюдении. В.

- применять вместо действующих значений междуфазных и фазных напряжений основной частоты действующие значения соответствующих напряжений с учетом всех гармонических составляющих этих напряжений при коэффициенте искажения синусоидальности кривых напряжений, не превышающем 5 %;

- вычислять по формуле

,

где - номинальное значение фазного напряжения, В.

Вычисляют значение коэффициента несимметрии напряжений по нулевой последовательности в процентах как результат усреднения N

наблюдений на интервале времени равном 3 с, по формуле

Число наблюдений N должно быть не менее 9.

 

5. Отклонение частоты. Определяется разностью текущего значения частоты переменного напряжения и ее номинальным значением.

,

fу – усреднённое значение частоты (при проведении нескольких наблюдений)

fном - номинальное значение частоты, Гц.

Нормально допустимое и предельно допустимое значения отклонения частоты равны ± 0,2 и ± 0,4 Гц соответственно.

 

6. Провал напряжения. Внезапное снижение напряжения в точке сети ниже 0,9Uном, за которым следует восстановление напряжения до первоначального или близкого к нему.

 

Рисунок 1.21 - Провал напряжения

 

Длительность провала напряжения (рисунок 8):

.

где , - начальный и конечный моменты времени провала напряжения.

Предельно допустимое значение длительности провала напряжения в электрических сетях напряжением до 20 кВ включительно равно 30 с.

От колебания напряжения провал отличается большей величиной снижения напряжения, но на более короткий промежуток.

Соотношение характеристик провалов напряжения для городской кабельной сети 6-10 кВ с устройствами автоматического введения резервов приведено в таблице 1.3.

 

Таблица 1.3 - Нормы характеристик провала напряжения для городской кабельной сети 6-10 кВ с АВР.

Глубина провала, %

Доля интервалов, %, при длительности провала, с

Всего, %

 

0,2

0,5 - 0,7

1,5 - 3,0

3,0 - 30

 

10-35

-

-

18

-

18

35-99

38

3

8

-

49

100

26

-

-

7

33

Итого

64

3

26

7

100

7. Импульс напряжения. Резкое изменение напряжения в точке электрической сети, за которым следует восстановление напряжения до первоначального или близкому к нему уровню за промежуток времени до нескольких миллисекунд.

Импульсное напряжение не должно превышать 6 кВ при длительности импульса (Dt имп ) до 50 мкс, причем время нарастания импульсного напряжения (t нар имп ) от 0,1 до 0,9 амплитуды (Uа ) – не менее 1 мкс. При длительности импульса до 5 мс импульсное напряжение должно быть не более 4,5 кВ при времени нарастания импульсного

 

Рисунок 1.22 - Параметры импулсьсного напряжения

 

напряжения от 0,1 до 0,9 амплитуды – не менее 100 мкс.

Импульсное напряжение в вольтах (рисунок 1.22) измеряют как максимальное значение напряжения при резком его изменении.

 

8. Временное перенапряжение. Повышение напряжения в точке электрической сети выше 1,1Uном продолжительностью более 10 мс, возникающее в системах электроснабжения при коммутациях или коротких замыканиях.

 

Рисунок 1.23 - Временное перенапряжение.

Характеризуется показателем коэффициента временного перенапряжения КперU и длительностью временного перенапряжения Δtпер U.

Ua max – максимальное значение напряжения в момент перенапряжения.

Uном – номинальное значение напряжения

Длительность временного перенапряжения:

- момент времени превышения действующим значением напряжения уровня .

- момент времени спада напряжения до уровня

Значения коэффициента временного перенапряжения в точках присоединения электрической сети общего назначения в зависимости от длительности временных перенапряжений не превышают значений, указанных в таблице 1.4:

 

Таблица 1.4 - Нормы на временное перенапряжение.

Длительность временного перенапряжения , с

До1

До20

До 60

Коэффициент временного перенапряжения ,о.

1,47

1,31

1,15

 

 

Для определения соответствия значений показателей качества электропитания вышеприведённым нормам показателей, за исключением длительности провала напряжения, импульсного напряжения, коэффициента временного перенапряжения, устанавлтвается минимальный интервал измерений, равный 24 часа.

Контроль качества электрической энергии проводит в точке общего присоединения проводят энергоснабжающие организации. Периодичность измерений:


1.6 Показатели качества электрической энергии в цепях постоянного тока

 

 

1. Номинальное выходное напряжение. Номинальные значения напряжения постоянного тока должны соответствовать значениям типового ряда: 24 В, 48 В, 60 В.

Измерение выходного напряжения проводят методом непосредственной оценки. Используются следующие средства измерений: цифровые и аналоговые вольтметры постоянного тока.

 

2. Установившееся отклонение выходного напряжения δUy.

 

Таблица 1.5 - Нормы на отклонение выходного напряжения

 

Номинальное напряжение

δUy

24 В

+4/-3,6

48 В

+9/-7,5

60 В

+12/-12

 

 

3. Провал напряжения характеризуется длительностью провала напряжения Δtп (рисунок 1.21), которая должна быть не более 0,05 с. при глубине провала напряжения 20% в цепи нагрузки при коммутации и к.з., когда ток к.з. не превышает 1000А.

 

4. Импульс напряжения характеризуется показателем импульсного напряжения Uимп и длительностью импульса (рисунок 1.24). Импульсное напряжение при коммутации и к в цепи нагрузки не должно превышать 1,4Uном при длительности импульса на уровне 0,5 амплитуды до 0,005 с.

Рисунок 1.24 - Параметры импульсного напряжения

 

5. Импульс тока. Характеризуется величиной импульса относительно номинального

значения.

Таблица 1.6 - Нормы на величину импульса тока

Длительность импульса тока

Предельно допустимые значения

0,1 мс – 1 мс

50 Iном

1 мс – 10 мс

20 Iном

10 мс – 0,1 с

6 Iном

0,1 с – 1с

4 Iном

6. КПД преобразователей переменного напряжения в постоянное должно быть не менее 0,8 при выходной мощности до 2 кВт и 0,9 при более высокой мощности.

Для преобразователей, работающих в выпрямительном и инверторном режимах, кпд определяют в выпрямительном режиме.

·100, %

где Рвхмощность, измеренная на входе, Вт;

Рвыхмощность, измеренная на выходе, Вт;

Рдопмощность, потребляемая вспомогательными устройствами, Вт. (вентиляторы, автоматика и т.д.)

7. Пульсации напряжения. Характеризуются действующим значением пульсаций напряжения отдельных гармонических составляющих; действующим значением пульсаций напряжения суммы гармонических составляющих; псофометрическим значением напряжения пульсации.

- Пульсации напряжения по действующему значению n-ой гармонической составляющей должны быть не более 50 мВ в диапазоне до 300 Гц и не более 7 мВ в диапазоне 300Гц-150 кГц

-Пульсации напряжения по действующему значению суммы гармонических составляющих, в диапазоне частот от 25 Гц до 150 кГц должны быть не более 50 мВ.

- Пульсации напряжения по псофометрическому действующему значению не более 2 мВ.

Uп псоф=,

Псофометрический коэффициент p учитывает различную чувствительность человеческого уха к гармоникам разных частот. Его величина определена экспериментально с учетом свойств микротелефона и человеческого уха. Псофометрический коэффициент, учитывающий количественное влияние гармоники, обладающий частотой 800 Гц, принят условно равным единице. Относительное влияние гармоник, обладающих другими частотами, характеризуется величиной псофометрического коэффициента. На рисунке 1.25 приведена его зависимость от частоты.

 

 

Рисунок 1.25 - Кривая значений псофометрического коэффициента

 

 

 

Рисунок 1.26 - Измерение переменной составляющей пульсирующего напряжения

Uпул

Вычисляют коэффициент пульсаций напряжения kпул, в процентах, по формуле

∙100.

 

 

 

8. Регулируемая уставка постоянного напряжения δUрег (тока δIрег).

9. Переходное отклонение выходного постоянного напряжения δUпер и время восстановления напряжения tU.

Значение переходного отклонения напряжения δUпер, в процен­тах, вычисляют по формуле

∙100.

.

Время восстановления напряжения определяют по осциллограммам. Отсчитывают временные интервалы в секундах от момента скачкообразного изменения значения выходного напряжения до момента вхождения его в зону предельных нормированных значе­ний установившегося отклонения напряжения (±ΔUy.ном) без выхода из этой зоны. За время восстановления напряжения tU принимают наибольшее значение измеренного временного интервала.

 

Раздел 2 ОБЗОР СТРУКТУРНЫХ СХЕМ ИВЭП

 

2.1 Виды импульсных источников электропитания

 

Импульсные или ключевые, источники электропитания в настоящее время получили распространение не меньше, чем линейные стабилизаторы напряжения. Их основными достоинствами являются: высокий коэффициент полезного действия, малые габариты и масса, высокая удельная мощность. Это стало возможным благодаря применению ключевого режима работы силовых элементов. В ключевом режиме рабочая точка большую часть времени находится в области насыщения или области отсечки ВАХ, а зону активного (линейного) режима проходит с высокой скоростью за очень малое время переключения. В состоянии насыщения напряжение на транзисторе близко к нулю, а в режиме отсечки отсутствует ток, благодаря чему потери в транзисторе оказываются достаточно малыми. Поэтому средняя за период коммутации мощность, рассеиваемая в ключевом транзисторе, оказывается намного меньше, чем в линейных регуляторах. Малые потери в силовых ключах приводят к уменьшению или полному исключению радиаторов.

Улучшение массогабаритных характеристик источников питания обусловлено, прежде всего, тем, что из схемы источника питания исключается силовой трансформатор, работающей на частоте 50 Гц. Вместо него в схему вводится высокочастотный трансформатор или дроссель, габариты и масса которого намного меньше низкочастотного силового трансформатора.

К недостаткам импульсных источников электропитания относятся: сложность схемы, наличие высокочастотных шумов и помех, увеличение пульсаций выходного напряжения, большое время выхода на рабочий режим. Сравнительные характеристики обычных (т.е. с низкочастотным силовым трансформатором) и импульсных источников питания приведены в таблице 2.1.

Сравнение этих характеристик показывает, что КПД импульсных источников питания увеличивается по сравнению с обычными (линейными) в отношении 1:2, а удельная мощность в отношении 1:4. При повышении частоты преобразования с 20 кГц до 200 кГц удельная мощность возрастает в соотношении 1:8, т.е. почти в два раза. Импульсные источники питания имеют также большее время удержания выходного напряжения при внезапном отключении сети.

Это обусловлено тем, что в сетевом выпрямителе импульсного источника используются конденсаторы большой емкости и с высоким рабочим напряжением (до 400 В). При этом размеры конденсаторы растут пропорционально произведению CU, а энергия конденсатора пропорционально CU2. Этой энергии конденсатора достаточно для поддержания в рабочем состоянии источника питания в течении примерно 30 мс, что очень важно для сохранения информации в компьютерах при внезапном отключении питания.

 

 

 

Таблица 2.1 – Сравнение импульсных и линейных источников

 

Характеристика

Импульсный

Линейный

КПД, %

70…80

30…50

Удельная мощность, Вт/дм3

140…200

30…40

Время удержания выходного напряжения, мс

20…30

2…3

Нестабильность по напряжению, %

0,05…0,1

0,01…0,1

Нестабильность по току, %

0,1…0,5

0,02…0,1

Напряжение пульсаций, мВ

20…50

2…5

Время нарастания переходной характеристики, мкс

100…500

20…50

 

 

В то же время пульсации выходного напряжения в импульсных источниках питания больше, чем у линейных, что обусловлено сложностью подавления коротких импульсов при работе импульсного преобразователя. Другие характеристики у этих источников практически совпадают.

Структура построения ИВЭП. При всем разнообразии структурных схем рисунки 2.1…2.8 обязательным является наличие силового каскада,

осуществляющего преобразование постоянного напряжения в другое постоянное, условно будем считать, что импульсные преобразователи реализуют функцию электрической изоляции (гальванической развязки) входных и выходных цепей, а импульсные стабилизаторы нет. Функциональное назначение силовых каскадов преобразователей и стабилизаторов одинаково.

Широкое распространение получили ИВЭП компенсационного типа, выполненного с обратной связью рисунок 2.1, Силовой каскад 3,на управляющий вход которого подается последовательность импульсов с определенными временными параметрами, осуществляет импульсное преобразование напряжения постоянного тока от первичного источника Еп в выходное напряжение Uн (утолщенными линиями показаны силовые цепи ИВЭП).

В общем случае выходных цепей с напряжениями Uн у одного ИВЭП может быть несколько. Усилитель импульсов 2 может выполнять не только функцию усиления управляющих импульсов по мощности для транзисторов 3, но и функции формирования импульсов: осуществляет временное разделение импульсов, например, для двухтактных преобразователей напряжения формирует короткие управляющие импульсы для схем 3 с трансформаторами тока или специальными типами силовых транзисторов и др..

 

 

Рисунок 2.1 - Структурная схема импульсного компенсационного ИВЭП

 

Импульсы, синхронизирующие работу ИВЭП, вырабатываются модулятором 1. Выходное напряжение постоянного тока Uн подается на вход схемы сравнения 4, где сравнивается с опорным напряжением Uоп. Сигнал рассогласования (ошибки) поступает на вход модулятора, который задает временные параметры синхронизирующих импульсов. Увеличение или уменьшение напряжения Uн приводит к изменению сигнала рассогласования на выходе 4 и временных параметров синхронизирующих импульсов на входе 1, что вызывает восстановление прежнего значения напряжения Uн, т.е. его стабилизацию. Таким образом, ИВЭП, выполненный по схеме рисунка 2.1 является стабилизирующим импульсным преобразователем напряжения компенсационного типа, поддерживающим неизменность выходного напряжения при изменениях выходного тока Iн, входного напряжения Еп, температуры окружающей среды и воздействия других дестабилизирующих факторов.

Рассмотрим ИВЭП с инвариантной (называемой иногда параметрической ) стабилизацией выходного напряжения на рисунке 2.2 .

Сущность такого способа стабилизации заключается в том, что при воздействии какого-либо фактора, который может вызвать отклонение значения напряжения Uн от заданного, происходит изменение временных параметров управляющих импульсов, приводящее к тому, что Uн останется неизменным. Однако, в отличие от компенсационных стабилизаторов, изменение временных характеристик управляющих импульсов в этом случае зависит от величины отклонения самого дестабилизирующего воздействия.

 

Рисунок 2.2 - Структурная схема импульсного параметрического ИВЭП

 

На рисунке 2.2 генератор, обеспечивающий подобную функциональную зависимость, обозначен 1. Здесь штриховой линией показана связь Еп с управляющим входом генератора для обеспечения закона инвариантности Uн от Еп .

Источники вторичного электропитания без стабилизации выходного напряжения выполняются по схеме, приведенной на рисунок 2.3. Генератор импульсов 1 вырабатывает импульсы с неизменными временными параметрами. Очевидно, что для неизменности напряжения Uн необходимо иметь стабильное напряжение Еп.

Рисунок 2.3 - Структурная схема нестабилизированного ИВЭП

 

ИВЭП представленный на рисунке 2.4, осуществляет двойное преобразование энергии постоянного тока. Первый силовой каскад 1, как правило, импульсный стабилизатор преобразует напряжение Еп в стабилизированное напряжение Еп1. Второй силовой каскад 2 осуществляет гальваническую развязку напряжения и при необходимости дополнительную стабилизацию Uн. В общем случае компенсация и инвариантная стабилизация может осуществляется не только в 1, но и в обоих каскадах, что показано штриховыми линиями цепей отрицательной обратной связи. Силовые каскады 1 и 2 могут представлять собой различные варианты силовых каскадов любого из ИВЭП.

Рисунок 2.4 - Структурная схема ИВЭП двойного преобразования

 

Структурная схема блочного ИВЭП со ступенчатым наращиванием мощности приведена на рисунке 2.5. Для увеличения выходной мощности применено параллельное включение каскадов 3…5.

Рисунок 2.5 - Структурная схема модульного ИВЭП

Так как параллельное включение традиционных ИВЭП без применения специальных мер выравнивания мощности каждого из них невозможно, то в данном случае использован принцип многофазного построения ИЭВП. Он заключается в том, что модулятор-формирователь МФ осуществляет не только преобразование сигнала рассогласования СС в соответствующую импульсную последовательность, но и выполняет функцию фазового распределения импульсных сигналов по нескольким силовым каскадам. В результате такой работы ИЭВП временные этапы открытого и закрытого состояния силовых ключей транзисторов различных силовых каскадов оказываются разнесенными во времени.

Все рассмотренные схемы ИВЭП можно сравнивать по различным параметрам – стабильности выходных напряжений, массогабаритным характеристикам, энергетическим показателям, технологичности и себестоимости, а также возможности унификации. При этом, одна и та же схема в зависимости от заданных требований может оказаться неоптимальной по комплексу показателей. Заранее невозможно выбрать конкретную схему как наиболее эффективную, поэтому целесообразно рассмотреть наиболее общие свойства приведенных схем. Будем считать, что надежностные, энергетические и массогабаритные показатели силовых каскадов одинаковы и в равной степени зависят от мощности, выходного напряжения и частоты преобразования.

Наибольшей стабильностью выходного напряжения обладает ИВЭП, реализованный по схеме рисунка 2.1, так как обратная связь, воздейстующая на временные параметры управляющих импульсов, берётся непосредственно с выхода ИЭВП. Высокой стабильностью выходного напряжения обладает и схема ИВЭП, приведенная на рисунке 2.4, если обратная связь на СС берётся с выхода - Uн. Несколько худшей стабильностью, но большей простой схемы управления обладает ИВЭП, выполненные по схеме рисунка 2.2. Однако, здесь не учитывается изменение падения напряжения на индуктивных и активных элементах 3 при изменении тока нагрузки Iн. Дестабилизирующие изменения напряжения Еп могут быть скомпенсированы введением дополнительной, прямой связи (штриховая линия). Бывают ИВЭП с инвариантной стабилизацией не только возмущающего воздействия по напряжению Еп, но и возмущающих воздействий по току нагрузки Iн, температуре окружающей среды и др., однако они не получили широкого применения. Наихудшей стабильностью обладают ИВЭП, выполненные по схеме рисунка 2.3, из-за отсутствия какой-либо обратной связи при воздействии дестабилизирующих факторов. Схема ИВЭП рисунок 2.4, как указывалось выше, принципиально может иметь высокую стабильность выходного напряжения, однако при отсутствии инвариантных или компенсационных каналов регулирования ее показатели идентичны схеме рисунка 2.3.

Применение схем ИВЭП рисунка 2.2 предпочтительно при относительно высоких напряжениях Uн, во много раз превышающих падение напряжения на силовых ключах 3, так как получение требуемой функции 1, учитывающей изменения падения напряжения на этих ключах при колебаниях тока нагрузки и температуры окружающей среды, затруднительно.

Таким образом, в тех случаях, когда выходное напряжение ИВЭП невелико (не превышает нескольких вольт) и имеются значительные изменения тока нагрузки, температуры окружающей среды и напряжения Еп, необходимо использовать ИВЭП, выполненные по структурным схемам (см. рисунки 2.2,2.4,2.5) с компенсационным принципом регулирования.

Схема рисунка 2.2 может применяться также при удовлетворении компромиссных требований по стабильности выходного напряжения и простоте схемы управления ИВЭП. Если первичное напряжение стабильно и изменения падения напряжения на внутренних элементах СК заметно не влияют на точность поддержания напряжения Uн, применяют более простые ИВЭП ( рисунки 2.3 и 2.5).

Приведенные схемы ИВЭП могут использоваться в широком диапазоне первичных напряжений – от единицы до сотен вольт. Однако, для высоких первичных напряжений целесообразной может оказаться схема ИВЭП рисунка 2.4, в которой двойное преобразование электрической энергии дает возможность понизить импульсным стабилизатором СКI высокое первичное напряжение Еп постоянного тока до Еп1 и использовать его в качестве первичного для импульсного преобразователя СК2. В этом случае преобразователь СК2, как более сложное по сравнению с СКI устройство работает в облегченных электрических режимах, что может обеспечить уменьшение количества элементов, повышение надежности работы и улучшение энергетических показателей преобразователя.

Крупногабаритными, наиболее материалоемкими и трудно поддающимися микроминиатюризации элементами являются дроссели и трансформаторы. В схемах ИВЭП необходимо стремиться к минимизации их числа. В схеме ИВЭП рисунка 2.4 для двойного преобразования энергии требуются два силовых каскада с принципиально необходимыми индуктивными элементами.

Блочное наращивание выходной мощности требуется для построения различных систем электропитания, которые должны выполняться на базе однотипных, унифицированных ИВЭП. В этом случае разработка и изготовление ИВЭП, питающих электронную аппаратуру, целесообразно при использовании однотипных блоков с возможностью параллельного соединения для получения требуемой суммарной выходной мощности. В итоге возможно получение экономического эффекта. В этом случае одной из основных целей разработки ИВЭП является выбор дискретного значения мощности единичного блока, который должен удовлетворять всем технико-экономическим требованиям имеющихся систем электропитания. Другим преимуществом блочных (многофазных) преобразователей является уменьшение суммарной емкости конденсаторов выходных фильтров, что объясняется распределением во времени процессов переноса энергии на выход отдельных силовых каскадов. Кроме того, многофазные преобразователи позволяют реализовать различные варианты сложных систем электропитания, состоящие их одинаковых унифицированных блоков.

На рисунке 2.6 приведена схема ИВЭП, содержащего нерегулируемый сетевой выпрямитель 1 и конвертор выпрямленного напряжения сети. Конвертор состоит из регулируемого инвертора 2, работающего на повышенной частоте (обычно 20…100 кГц), трансформаторного выпрямительного узла 3 и высокочастотного фильтра 4. Для стабилизации выходного напряжения используется схема управления 5.

 

 

Рисунок 2.6 - Структурная схема импульсного ИВЭП с регулируемым инвертором

 

В схеме управления сравнивается выходное напряжение Uн и напряжение опорного источника 6. Разность этих напряжений, называется сигналом ошибки, используется для регулировки частоты регулируемого инвертора (f = var) или скважности импульсов при их неизменной частоте (g = var) . Конвертор, выполненный на базе однотактного трансформаторного инвертора, называют трансформаторным однотактным конвертором - ТОК. Конвертор, выполненный на базе двухтактного трансформаторного инвертора, называют трансформаторным двухтактным конвертором - ТДК.

На рисунке 2.7 приведена схема ИВЭП с регулируемым сетевым выпрямителем 1 и нерегулируемым инвертором 2. Остальные узлы этой схемы имеют то же назначение, что и предыдущих схемах. Отличительной особенностью этой структурной схемы является использование нерегулируемого инвертора (НИ). Стабилизация выходного напряжения в этой схеме обеспечивается за счет регулирования напряжения на входе конвертора с помощью 1, который обычно выполняется на тиристорах с фазовым управлением.

 

 

 
 


Рисунок 2.7 - Структурная схемы импульсного ИВЭП с регулируемым сетевым выпрямителем

 

Для схемы, приведенной на рисунке 2.6 характерным является то, что инвертор должен быть рассчитан на работу от выпрямленного напряжения сети, которое имеет максимальное значение около 311В для однофазной сети и около 530 В для трехфазной сети. Кроме того, изменение частоты или скважности импульсов инвертора 2 приводит к ухудшению фильтрации выходного напряжения. В результате ухудшаются массогабаритные показатели фильтра 4, так как его параметры рассчитываются исходя из минимального коэффициента заполнения импульсов gmin при условии непрерывности тока в нагрузке.

Положительными свойствами схемы рисунка 2.7 является совмещение функции преобразования напряжения и стабилизации выходного напряжения Uн. Это позволяет упростить схему управления 5, так как уменьшается число управляемых ключей. Кроме того, наличие паузы позволяет устранить сквозные токи в ключах инвертора. Достоинством схемы является также возможность обеспечить работу инвертора при пониженном входном напряжении (обычно его снижают в 1,5…2 раза, то есть до 130…200В). Это существенно облегчает работу ключей транзисторного инвертора. Другим достоинством этой схемы является то, что инвертор работает с максимальным коэффициентом заполнения gmax импульсов, что существенно упрощает фильтрацию выходного напряжения. Исследование кпд и удельной мощности обоих схем показало, что эти показатели у них отличаются незначительно.

Схемы многоканальных ИВЭП с нерегулируемым выпрямителем 1 приведены на рисунках 2.8 и 2.9. В схеме на рисунке 2.8, используется нерегулируемый инвертор 2 и индивидуальные стабилизаторы 5…7 , в отдельных каналах. Такая структурная схема может использоваться при небольшом количестве выходных каналов. При увеличении числа выходных каналов схема становится неэкономичной.

 

 

Рисунок 2.8 - Структурная схема многоканального ИВЭП с индивидуальной стабилизацией

 

Схема, изображенная на рисунке 2.9, работает на принципе групповой стабилизации выходного напряжения. Для этого в ней применяется регулируемый инвертор, который управляется напряжением наиболее мощного из каналов. Стабилизация выходных напряжений в других каналах в этом случае ухудшается, так они не охвачены отрицательной обратной связью. Для улучшения стабилизации напряжения в других каналах, можно использовать дополнительные индивидуальные стабилизаторы, так же, как в схеме рисунка 2.8.

 

Рисунок 2.9 - Структурная схема ИВЭП с групповой стабилизацией

 

 

 

2.2 Структурная схема ИВЭП с активным корректором мощности (ККМ)

 

Коэффициентом мощности Км называется отношение активной мощности Р переменного или пульсирующего тока, измеренной ваттметром, к кажущейся (полной) мощности S, определяемой как произведение действующих значений напряжения U и тока I, измеренных вольтметром и амперметром:

(2.1)

При резистивной нагрузке Р = U × I, т.е. имеет место предельное значение

KM max=1. При синусоидальной форме тока и напряжения P=U I cosj, поэтому в соответствии с (2.1), KM = cosj, где j-сдвиг фазы между напряжением и током в сети.

В 1992 г. Международная электротехническая комиссия (МЭК) ввела стандарт IEC-555-2, содержащий требования к допустимому уровню вносимых в сеть переменного тока высших гармоник, шумов и колебаний напряжения для всех электронных приборов. При этом обеспечение требуемого значения KM обязательно для любого электрооборудования, потребляющего от сети мощность более 300Вт и имеющего на выходе сетевого выпрямителя емкостный фильтр, в том числе для электробытовых приборов, микропроцессоров и компьютеров, медицинского электронного оборудования, электронной контрольно-поверочной аппаратуры и лабораторных источников электропитания.

Вступающий в действие новый стандарт МЭК IEC-1000-3-2 (вместо IEC-555-2) значительно ужесточает требования к нормам на коэффициент мощности потребителей энергии. Придерживаться этого стандарта должны все производители изделий, которые выходят на международный рынок. В связи с этим задача улучшения качества потребляемой мощности становится весьма актуальной для разработчиков источников питания. Хорошо известны многие потребители, которые значительно снижают значения KM. К их числу относятся лампы дневного света с индуктивным балластом, импульсные источники питания с емкостным фильтром на входе, асинхронные двигатели и др. Для повышения коэффициента мощности таких потребителей в настоящее время используют пассивные и активные корректоры коэффициента мощности.

Упрощенная схема импульсного источника питания приведена на рисунке 2.10, а. Эта схема состоит из сетевого выпрямителя, конденсатора фильтра С и высокочастотного конвертора (DC/DC) . Выходное напряжение конвертора поступает на нагрузку Rн. При синусоидальном напряжении сети Uc выходное напряжение выпрямителя Uв и ток, потребляемый от сети, имеет пульсирующую форму. Как видно из временной диаграммы, приведенной на рисунке 2.10, б - форма тока, потребляемого из сети, имеет вид узкого импульса большой амплитуды и малой длительности.

 

 

б)

 

 

Рисунок 2.10 - Упрощенная схема импульсного источника питания (а);

диаграммы напряжения и тока (б)

При такой форме импульсов тока их спектр оказывается очень широким и содержит большое число гармоник. В результате коэффициент мощности источника питания составляет 0,5…0,7. Повысить коэффициент мощности можно при помощи пассивной коррекции , однако такая схема должна включать индуктивности, которые на частоте 50Гц будут иметь

большие габариты и массу. Кроме того, такая схема потребует изменение индуктивности (подстройку) при изменении тока нагрузки. Все это показывает нецелесообразность применения пассивных корректоров мощности для импульсных источников питания.

Активные корректоры коэффициента мощности. Для работы с импульсными источниками питания фирмы Mikro Linear в 1989 году разработала первую микросхему ML4812 управления активным корректором. Позднее к разработке аналогичных схем подключились такие крупные фирмы, как Simens, Unitrode и Motorola. В результате этих разработок появилось большое количество схем управления импульсными источниками питания, совмещенными с корректорами коэффициента мощности.

 

2.3 Элементная база для ИВЭП

 

Постоянная тенденция улучшения технико-экономических показателей ИВЭП заставляет искать новые пути и методы преобразования электрической энергии. Одним из таких путей является увеличение частоты преобразования. Однако увеличение частоты преобразования ограничивается возможностями существующей элементной базы, наиболее важными компонентами которой являются мощные высоковольтные транзисторы, мощные высоковольтные тиристоры, мощные сильноточные выпрямительные диоды, энергоемкие и высокочастотные конденсаторы, сердечники (магнитопроводы) трансформаторов и дросселей, микросхемы, предназначенные для управления, контроля и диагностики работы ИВЭП. В связи с этим усовершенствование элементной базы должно идти по пути улучшения её частотных свойств, энергетических и эксплуатационных характеристик при учёте воздействия целого ряда факторов.

Процесс преобразования и регулирования электрической энергии в ИВЭП характеризуется наличием в его цепях и элементах как установившихся, так и нестационарных электрических режимов, вследствие которых силовые приборы могут подвергаться значительному превышению коммутируемых токов, напряжений и мощностей относительно установившихся режимов. Поэтому в процессе разработки ИВЭП выбор той или иной элементной базы необходимо проводить с учетом режимов работы в соответствии с ее основными электрическими и теплофизическими параметрами, оговоренными в нормативно-технической документации.

Основными, наиболее ответственными элементами ИВЭП являются мощные переключающие транзисторы преобразователей. Опыт показал, что большая часть из общего числа причин отказов ИВЭП приходится на долю мощных транзисторных ключей. По этой причине характеристики и предельные электрические возможности мощных транзисторных ключей являются определяющим критерием в повышении удельных показателей и надежности ИВЭП. Особо следует отметить высоковольтные транзисторы, применяемые в ИВЭП с бестрансформаторным входом.

В настоящее время наибольшее распространение получили кремниевые высоковольтные планарные диффузионные биполярные транзисторы, обладающие хорошими частотными характеристиками. Статические потери в этих транзисторах ничтожны; частота их переключения ограничивается динамическими потерями. Они зависят, как от тока и переключаемого напряжения, так и от траектории перемещения рабочей точки, характеризующей мгновенные значения мощности в моменты переключения (при рабочей частоте всего нескольких килогерц они во много раз превышают статические потери).

Для всех биполярных транзисторов характерна инерционность, обусловленная временем рассасывания неосновных носителей, накопленных в базе, что резко ограничивает частоту переключения. Это явление заметно усиливается с увеличением рабочего тока. Для обеспечения надежной работы транзисторов их режимы должны выбираться исходя из области безопасной работы (ОБР). На рисунке 2.11 приведена типичная кривая ОБР биполярного транзистора (сплошная линия). Как видно из рисунка, ОБР биполярных транзисторов резко ограничивается вторичным пробоем.

 

Рисунок 2.11 - Кривая ОБР биполярного (сплошная линия) и мощного полевого (пунктирная) транзисторов

Вместе с тем следует отметить, что при проектировании ИВЭП на мощных высоковольтных биполярных транзисторах необходимо учитывать зависимость коэффициента передачи по току и быстродействие транзистора от протекающего тока, а также эффект вытеснения тока к его периферии при выключении и центру кристалла полупроводника при включении, создающий большие плотности тока и локальные перегревы в узких областях структуры транзистора.

Появление полевых транзисторов позволило избежать многих недостатков, присущих биполярным транзисторам. Существуют два типа полевых транзисторов: с управляющим p-n переходом и с изолированным затвором (МДП-транзисторы). Важным преимуществом полевых транзисторов является малое время задержки при включении, благодаря чему обеспечивается относительно высокая скорость переключения.

На рисунке 2.11 показана ОБР (пунктирной линией) мощного полевого транзистора. Для сравнения, максимальный коллекторный ток IKmax и граничное напряжение для биполярного и полевого транзисторов взяты одинаковыми. Как видно, у полевых транзисторов нет области, ограниченной вторичным пробоем.

Особый интерес представляют полевые транзисторы со статической индукцией и управляемым p-n переходом, называемые статическими индукционными транзисторами (СИТ). В этих транзисторах затвор отделен от канала диэлектрической пленкой, и поэтому во входной цепи транзистора тока нет. Кроме того, такое отделение затвора от канала позволяет выполнить канал в двух вариантах: в виде встроенного (конструктивного) или в виде индуцированного (наведенного при протекании тока) канала p-типа или n-типа. За рубежом эти транзисторы носят название MOSFET- или FET-Transistor (Metalxide-Semiconductor-Field-Effect Transistor), что соответствует обозначению МОП (МДП) – транзистор (металл-окисел-полупроводник), где металл обозначает электрод затвора, окисел - диэлектрик, отделяющий затвор от полупроводникового канала сток - исток.

Достоинство полевых транзисторов – отсутствие затрат мощности на управление и высокое быстродействие в результате переноса тока в них носителями одного знака (основными носителями), в отличие от биполярных транзисторов, где ток в средней части прибора (базе) переносится неосновными носителями. По предельным значениям выходного тока полевые транзисторы уступают биполярным, что определяет их использование в высоковольтных устройствах силовой электроники с высокими частотами преобразования электрической энергии.

В последние годы появился прибор, конструктивно объединяющий полевой транзистор с изолированным затвором (на входе) и биполярный транзистор (на выходе), названный биполярным транзистором с изолированным затвором (БТИЗ) или транзистором IGBT (Isolated Gate Bipolar Transistor). Он имеет высокое входное сопротивление и не требует в статике мощности на управление, как полевой транзистор. Электрические параметры у него выше, чем у биполярного транзистора и у полевого. В настоящее время за рубежом выпускают IGBT-транзисторы четвертого поколения с выходными токами до 1200А и напряжением до 6500В. Высокая перегрузочная способность и быстродействие позволили с успехом использовать их в качестве высоковольтных ключей.

Немалый интерес представляют транзисторы по схеме Дарлингтона. По своим свойствам они занимают среднее положение между обычным, биполярным и полевым транзисторами. Это сдвоенный эмиттерный повторитель из биполярных транзисторов, который обеспечивает не только высокое входное сопротивление, но большой коэффициент передачи, характерный для мощного полевого транзистора. Выбрав подходящий биполярный транзистор, можно получить коэффициент передачи по току несколько тысяч и входное сопротивление, измеряемое тысячами ом. В приложении А приведены параметры некоторых типов силовых транзисторов.

Основную долю общих потерь мощности в сильноточных ИВЭП составляют потери в выпрямительных диодах. Силовые диоды в зависимости от функционального назначения можно разделить на высоковольтные и низковольтные. Первые используются в высоковольтных цепях в качестве выпрямителей, в цепях рекуперации энергии и в цепях формирования фронтов при переключении транзисторов. В связи с этим к ним предъявляются такие же требования по быстродействию, допустимому обратному напряжению и максимальному прямому току, что и к соответствующим параметрам мощных транзисторов.

Ограниченное время восстановления обратного сопротивления диодов является причиной «сквозных» токов, приводящих к увеличению потерь мощности и появлению высокочастотных помех в ИВЭП. В качестве низковольтных выпрямителей используются кремниевые высокочастотные диоды с p-n переходом и временем восстановления менее 1 мкс при токах 5…30 А. Однако, большое прямое падение напряжения (около 1 В), сравнительно малое быстродействие, отсутствие практической возможности параллельного соединения диодов не позволяют получить хорошие показатели выпрямителей.

Всё большее распространение получают диоды с барьером Шоттки у которых прямое падение напряжения составляет 0,55…0,9 В и временем восстановления обратного сопротивления (50…20) нс. Недостатком этих диодов являются довольно низкое допустимое обратное напряжение (30…50) В и большой обратный ток.

В последние годы широкое применение нашли эпитаксиальные диоды. По времени восстановления обратного сопротивления эпитаксиальные диоды не уступают лучшим образцам диодов с барьером Шоттки, но допускают более высокое обратное напряжение и имеют существенно меньший обратный ток. При этом, по падению напряжения в прямом направлении они занимают промежуточное место между обычным кремниевыми диодами и диодами с барьером Шоттки.

Иногда, в качестве выпрямительных диодов применяются полевые транзисторы с малыми потерям, обеспечивающие высокий КПД – так называемые синхронные выпрямители.

Повышение стабильности и снижение пульсации выходного напряжения ИВЭП при значительных статических и импульсных напряжениях и токе нагрузки, обеспечение заданной помехоустойчивости и надежности во многом определяется выбором и эффективностью использования энергоемких конденсаторов.

Конденсаторы входного фильтра ИВЭП с бестрансформаторным входом должны обладать большими допустимыми значениями пульсации тока, высокой удельной емкостью и повышенной рабочей температурой. Наибольшее распространение для этих целей получили алюминиевые высоковольтные электролитические конденсаторы. Они составляют существенную долю общего объема ИВЭП. С точки зрения повышения удельных показателей основными требованиями, предъявляемыми к этим конденсаторам, должны быть высокая удельная емкость, малые допустимые значения последовательного активного сопротивления, собственной индуктивности и большие допустимые пульсации тока.

В цепях коррекции траектории переключения транзистора, а также в резонансных ИВЭП используются высоковольтные высокочастотные конденсаторы.

Основными требованиями, предъявляемыми к высоковольтным высокочастотным конденсаторам, являются: работа на повышенных частотах, большие значения переменных составляющих напряжения, высокая удельная емкость и повышенная температура окружающей среды.

Одним из энергоемких компонентов, используемых в ИВЭП, являются сердечники магнитопроводов трансформаторов и дросселей. Основными требованиями, предъявляемыми к сердечникам магнитопроводов для импульсных ИВЭП, являются: работа на повышенных частотах, высокая удельная мощность, работа при повышенной температуре окружающей среды, малые потери и высокая индукция.

На качество трансформаторов влияют форма и размер сердечника. В ИВЭП широкое применение нашли ферритовые сердечники, обладающие высоким удельным сопротивлением и имеющие низкие потери. Технология изготовления ферритов позволяет получить сердечники любой конфигурации, обеспечивающей требуемые качества. В средних и особенно сильных полях применяются марганцево-цинковые ферриты. Они обладают низкими потерями, высокой стабильностью к воздействию механических нагрузок. Применение в трансформаторах этих ферритов позволяет увеличить рабочую частоту, вследствие чего повышаются удельные показатели трансформаторов. На рисунке 2.12 и 2.13 представлены основные зависимости, характеризующие свойства марганцево- цинковых ферритов при различных температурах, частоте

а) б)

Рисунок 2.12 – Зависимости - а) удельных потерь от индукции для ферритов марок 2000НМ (А) и 2500НМС1 (С,Д); б) магнитной индукции ферритов марок 2500НМС (А) и 2000НМ (В) от температуры

а) б)

Рисунок 2.13 – а) Температурная зависимость объемных потерь ферритов марок 2000НМ (А), 2500НМС1 (В) и 2500НМС2 (С); б ) Зависимость магнитной проницаемости от индукции для ферритов марок 2000НМ (1,2) и 2500НМС1 (3,4) при температуре (25±10) и (100±3)°С

 

и индукции. Применение в ИВЭП ферритов с индексом НМ позволяет уменьшить массу и габариты трансформатора на 8…15 %, а при сохранении прежних типоразмеров – увеличить мощность почти на 20 %. Хорошо себя зарекомендовали сердечники из магнитодиэлектриков - аморфных материалов. Они имеют малые потери, большую индукцию и более технологичны. Например, трансформаторы фирмы «Vacuumchmelze GmbH» с частотой преобразования 100 кГц имеют габариты в 2…3 раза меньше, чем трансформаторы с ферритовыми сердечниками.

Современные импульсные ИВЭП имеют сложную структуру. Особо надо отметить управляющую часть, которая выполняет функции управления силовыми приборами, контроля, защиты, диагностики и сигнализации. Существуют микросхемы, выполняющие как частично, так и полностью указанные функции, применение которых способствует миниатюризации ИВЭП.

 

 

2.4 Структурная схема управления преобразователя

 

 

Управляющее устройство (УУ) предназначено для формирования импульсов включения силовых транзисторных ключей. В настоящее время ключевые элементы преобразователя выполняются на биполярных и МОП транзисторах с изолированным затвором. Это обусловлено высокой скоростью их переключения, устойчивостью к скорости нарастания напряжения на закрытом приборе, способностью к пиковым перегрузкам по току и широкой области безопасной работы ключа. Для эффективного управления силовыми транзисторами разработаны семейства интегральных драйверов. Это специализированные микросхемы, например TL493/4/5, 1133ЕУ; 1114ЕУ; 1156ЕУ и т.д. Общим для данных микросхем является использование широтно-импульсной модуляции для регулирования выходного напряжения. При подключении микросхемы необходимо организовать контур обратной связи по напряжению (или току) для его стабилизации.

На рисунках 2.14 показаны упрощенные функциональные схемы управления для одно- и двухтактных преобразователей. Схемы содержат: генератор пилообразного напряжения G, усилитель сигнала ошибки (У), источник опорного напряжения (ИОН), компаратор (ШИМ), делитель напряжения обратной связи (R1, R2).

Если на вход делителя подать выходное напряжение U0, то часть его

Uос =U0 R2/(R1+R2) воздействует на прямой вход ОУ. Выходной сигнал ОУ определяется разностью напряжений Uос и Uион и коэффициентом усиления ОУ

 

Uу = UОС Ку = (U0 R2/(R1+R2) - Uион) Ку.

 

Так как на входе компаратора (ШИМ) действуют два сигнала, то на интервале превышения пилообразного над напряжением U на выходе компаратора образуются импульсы прямоугольной формы, длительность которых зависит от величины UОС.

Рисунок 2.14 – Функциональная схема устройства управления

а) однотактным преобразователем; б) двухтактным преобразователем

 

Особенностью двухтактных схем управления является необходимость разделения последовательности импульсов с выхода компаратора на две, для поочередного управления ключами преобразователя. Для этой цели тактовые импульсы поступают на логическое устройство (L), осуществляющее распределение импульсов по силовым ключам.

Для расширения функциональных возможностей схемы могут содержать ряд дополнительных элементов. К ним относятся пороговые элементы для защиты по току и от превышения (понижения) напряжения и т.д. (блок защиты).

Элементы схемы, объединенные штрих пунктиром выполняются в одном корпусе специализированной микросхемы.

 

2.5 Драйверы полевых транзисторов

 

Драйверы MOSFET- и IGBT-транзисторов - устройства для управления мощными полупроводниковыми приборами в выходных каскадах преобразователей электрической энергии. Они используются в качестве промежуточного звена между управляющей схемой (контроллером или цифровым сигнальным процессором) и мощными исполнительными элементами.

Этапы развития энергетической (силовой) электроники определяются достижениями в технологиях силовых ключей и их схем управления. Доминирующим направлением в энергетической электронике является повышение рабочих частот конверторов, входящих в состав импульсных источников питания. Преобразование электроэнергии на более высоких частотах позволяет улучшить удельные массогабаритные характеристики импульсных трансформаторов, конденсаторов и дросселей фильтров. Динамические и статические параметры силовых приборов постоянно улучшаются, но мощными ключами надо еще и эффективно управлять. Для сбалансированного взаимодействия между управляющей схемой и выходными каскадами и предназначены мощные высокоскоростные драйверы MOSFET- и IGBT-транзисторов. Драйверы имеют высокие выходные токи (до 9 А), малые длительности фронта, спада, задержки и другие интересные отличительные особенности. Классификация драйверов приведена на рисунке 2.15.

 

Рисунок 2.15 -Классификация драйверов

Драйвер должен иметь, по крайней мере, один внешний вывод (в двухтактных схемах два), который относится к обязательным. Он может служить как предварительным импульсным усилителем, так непосредственно ключевым элементом в составе импульсного источника питания.

В качестве управляемого прибора в силовых схемах различного назначения могут применяться биполярные транзисторы, МОП – транзисторы и приборы триггерного типа (тиристоры, симисторы). Требования, предъявляемые к драйверу, осуществляющему оптимальное управление в каждом из этих случаев различны. Драйвер биполярного транзистора должен управлять током базы при включении и обеспечивать рассасывание неосновных носителей в базе на этапе выключения. Максимальные значения тока управления при этом мало отличаются от усредненных на соответствующем интервале. МОП – транзистор управляется напряжением, однако в начале интервалов включения и выключения драйвер должен пропускать большие импульсные токи заряда и разряда емкостей прибора. Приборы же триггерного типа требуют формирования короткого импульса тока только в начале интервала включения, поскольку выключение (коммутация) у наиболее распространенных приборов происходит по основным, а не управляющим электродам. Всем этим требованиям в той или иной степени должны удовлетворять соответствующие драйверы.

На рисунках 2.16…2.18 представлены типовые схемы включения биполярного и полевого МОП – транзисторов с использованием одного транзистора в драйвере. Это так называемые схемы с пассивным выключением силового транзистора. Как видно из рисунка, по структуре драйвера схемы эти вполне идентичны, что позволяет использовать одни и те же схемы для управления транзисторами обоих типов. В этом случае рассасывание носителей, накопленных в структуре транзистора, происходит через пассивный элемент – внешний резистор. Сопротивление его, шунтирующее управляющий переход не только при выключении, но и на интервале включения, не может быть выбрано слишком малым, что ограничивает скорость рассасывания заряда.

Для увеличения быстродействия транзистора и создания высокочастотных ключей необходимо снизить сопротивление цепи сброса заряда. Это осуществляется с помощью транзистора сброса, включаемого только на интервале паузы. Соответствующие схемы управления биполярным и МОП – транзисторами представлены на рисунке 2.17.

а) б)

Рисунок 2.16 - Драйверы с пассивным выключением силового транзистора

а) б)

Рисунок 2.17 - Драйверы с тотемным выходом

 

Такую схему управления принято называть схемой с тотемным выходом (Totem pole), а соответствующие транзисторы – транзистором питания (Source) и сброса (Sink).

Из рисунка 2.18 видно, что тотемный выход можно использовать не только для непосредственного управления биполярными и полевыми транзисторами, но и для управления через развязывающий трансформатор. В этом случае управление можно применять для любой топологии конвертора (с развязанным и не развязанным выходом), что делает такую структуру особенно ценной и приводит к широкому применению тотемных выходов для управления МОП – транзисторами.

 

а) б)

Рисунок 2.18 - Управление транзистором через развязывающий трансформатор

 

 

 

Раздел 3 - Трансформаторы

 

Однофазные трансформаторы

 

Конструкция и принцип действия трансформатора

 

Трансформаторэто статический электромагнитный аппарат, преобразующий электрическую энергию напряжения переменного тока с одними параметрами в электрическую энергию с другими параметрами (частота, напряжение, число фаз, форма напряжения и т.д.).

Принцип действия трансформатора основан на законе электромагнитной индукции. Конструкция однофазного трансформатора изображена на рисунке 3.1.

Рисунок 3.1 - Конструкция однофазного трансформатора

 

Здесь W1, W2 – первичная и вторичная обмотки соответственно; основной магнитный поток (магнитопровод трансформатора выполнен из ферромагнитного материала и предназначен для направления и концентрации основного магнитного потока); потоки рассеяния основного магнитного потока в обмотках первичной и вторичной цепей. Они зависят от сцепления обмоток (удаленности друг от друга), от расположения их на стержнях, а также от контура прохождения основного потока.

Рассмотрим работу трансформатора на “холостом" ходу. Представим принцип действия трансформатора в виде логической цепочки:

1. При подключении трансформатора к сети переменного тока возникает ток (по закону Ома), обратно пропорциональный входному сопротивлению трансформатора:

2. При протекании тока по обмотке трансформатора, намотанной на замкнутый магнитопровод, возникает напряженность магнитного поля (H):

где F – магнитодвижущая сила (ампер витки), lср средняя линия магнитопровода, W1 – число витков в первичной обмотке.

3. Под действием напряженности магнитного поля Н в магнитопроводе (сердечнике) трансформатора возникает основной магнитный поток Ф0, прямо пропорциональный индукции ( Вх) и сечению магнитопровода (Sмаг) как показано на рисунке 3.2.

Рисунок 3.2 – Основная кривая намагничивания и сердечник трансформатора

 

Магнитная индукция Вх является рабочей точкой на основной кривой намагничивания и выбирается на линейном участке, чтобы при асимметричном намагничивании сердечника ( или постоянном подмагничивании ) не было захода рабочей точки в область насыщения.

4. При прохождении основного магнитного потока по сердечнику в первичной цепи возникает ЭДС самоиндукции, а во вторичной цепи ЭДС - взаимоиндукции, которые определяются по закону магнитодвижущих сил – закону Максвелла – Фарадея:

где e – изменение потокосцепления во времени.

 

Логическая цепочка работы трансформатора под нагрузкой

 

При подключении нагрузки во вторичной цепи начинает протекать ток , при этом в сердечнике возникает размагничивающий магнитный поток Фр, противоположный по направлению основному потоку. Это приводит к уменьшению ЭДС в первичной цепи. В электромагнитной системе нарушается равновесие (), что приводит к возрастанию потребляемого тока из сети , т.е. к самобалансированию системы и поток восстанавливается:

.

 

Отсюда следует уравнение магнитодвижущих сил (МДС):

,

где - ток цепи намагничивания (ток “холостого” хода).

 

Уравнение ЭДС трансформатора

 

Рассмотрим уравнение ЭДС для низкочастотного трансформатора, в котором напряжение питания изменяется по синусоидальному закону:

 

(3.1)

 

Из уравнения (3.1) следует, что ЭДС e1 , e2 отстают по фазе от потока Ф на угол π/2. Максимальное значение ЭДС

 

Разделив на и, подставив , получим действующее значение первичной ЭДС (В):

 

(3.2)

 

В современной электротехнике источником переменного напряжения часто являются инверторы напряжения (ИН). На рисунке 3.3 показаны две возможные формы напряжения в обмотках трансформатора инвертора.

 

Рисунок 3.3 – Напряжение на обмотке трансформатора и магнитный поток

а) нерегулируемого инвертора; б) регулируемого инвертора

 

Получим уравнение ЭДС для трансформаторов при прямоугольной форме входного напряжения. Система уравнений для трансформатора имеет вид:

. (3.3)

Пренебрегая сопротивлением первичной цепи трансформатора, на основании системы уравнений (3.3) можно записать u1≈ -e1.

Из уравнения электромагнитной индукции для е = Е (на интервале Δt = Tи) находим

Так как уравнение Ф(t) описывает прямую линию, то в симметричном режиме перемагничивания можно принять

Из уравнений следует

Введя обозначения Ти = Кзи и 1/Т = f, получим выражение для уравнения ЭДС обмотки при прямоугольной форме напряжения:

где Кзи = 0 ... 1,0 – коэффициент заполнения импульса в полупериоде. С изменением цифрового множителя в уравнении ЭДС несколько меняется и уравнение расчетной мощности трансформатора.

Приведем уравнение ЭДС к общему виду для любой формы напряжения. Для этого введем значение коэффициента формы KФ. Коэффициент формы определяет связь между действующим и средним значениями напряжений:

Кф/Еср

 

Значения коэффициентов формы для распространенных электрических сигналов приведены в таблице ниже.

 

Форма напряжения

 

 

 

 

Кф

1,0

1,11

1,16

 

Для учета конструктивных особенностей сердечника трансформатора введем понятие коэффициента заполнения сердечника ферромагнитным материалом Kмаг, который учитывает процентное содержание магнитного материала в сечении сердечника Sмагк = Sмаг. ×Kмаг . Под активной площадью сердечника Sмагк понимается не геометрическая, а чистая площадь сечения магнитного материала. Для борьбы с вихревыми токами сердечник изготавливается из пластин или лент с лаковым покрытием, поэтому коэффициент Kмаг = 0,9…0,98.

Тогда выражение для ЭДС трансформатора принимает вид:

 

 

Из уравнения следует, что при неправильном проектировании трансформатора (выборе рабочей точки Вх на участке близком к области насыщения), например при понижении частоты напряжения питания или повышении уровня напряжения питания. происходит перегрев сердечника магнитопровода.

 

Конструктивные особенности трансформатора

Однофазные силовые трансформаторы классифицируются по типу магнитопровода. Они делятся на броневые, стержневые и тороидальные.

Броневые сердечники используются при мощности менее 150В×А и частоте до 8 кГц, стрежневые - при мощности от 150 до 800 [В×А] и частоте до 8 кГц, тороидальные – при мощности до 250 [В×А] и частоте свыше 8 кГц.

В броневом сердечнике трансформатора основной магнитный поток раздваивается, что приводит к увеличению потока рассеяния. Расположение обмоток на одном (среднем) стержне трансформатора защищает обмотки от механических воздействий и электромагнитных помех. Такая конструкция обладает наибольшим рассеиванием основного потока (), поэтому используется при малых мощностях.

В стержневом сердечнике трансформатора для улучшения сцепления обмоток первичную и вторичную обмотки разводят по двум стержням и при намотке чередуют послойно. В такой конструкции поток рассеяния меньше, чем в броневом трансформаторе.

Тороидальная конструкция сердечника трансформатора обладает наименьшим потоком рассеяния, благодаря круговому движению силовой линии основного магнитного потока Ф0 и хорошему сцеплению обмоток (из- за намотки по всему тороиду). Ограничение по мощности связано с плохим охлаждением сердечника и технологическими трудностями изготовления. Поперечное сечение тороида и стержней приближают к округлой форме, что позволяет экономить материал сердечника.

Сердечники магнитопроводов изготавливаются в виде лент, пластин или прессуют из ферромагнитного порошка с добавлением кремния. Низкочастотные трансформаторы выполняются из холоднокатанной (анизотропной или изотропной) стали, а также горячекатаной стали.

 

Основные виды магнитопроводов представлены в таблице.

 

Внешний вид магнитопровода

Название

Шифр изделия

Основные размеры

Кольцевой сердечник

К

D*d*h

 

Стержень прямоугольного сечения

С

b*s*L

Стержень круглого сечения

С

D*L

Ш-образный сердечник

Ш

l0*S

Чашка броневого сердечника

Б

D

Для улучшения магнитной связи между обмотками служит сталь­ной магнитопровод. собранный из пластин специальной электротехни­ческой стали марок 1511, 1512, 3411, 3412, 3413 и др. В этом обозначе­нии первая цифра показывает класс стали по структурному состоянию и виду проката: 1 — горячекатанная, изотропная, 2 — холоднокатанная изотропная, 3 — холоднокатанчая анизотропная. Вторая цифра показывает процентное содержание кремния, присадка которого делает сталь более хрупкой и увеличивает элек­трическое сопротивление. Третья цифра указывает удельные потери (Вт/кг). Четвертая цифра — порядковый номер разработки. Холоднокатанная сталь обладает высокой магнитной проницаемостью и малыми удельными потерями, но является дорогостоящим материалом. В анизотропной холоднокатанной стали направление проката диктует направление силовой линии магнитного потока () потому, что в перпендикулярном направлении ухудшаются магнитные свойства стали. Горячекатанная сталь более экономична, но имеет более высокие удельные потери и низкую магнитную проницаемость (mд).

В высокочастотных трансформаторах в качестве материала сердечников используют: феррит, пермаллой и альсифер. Альсифер(магнитодиэлектрик) используется для дросселей сглаживающих фильтров, т.к. имеется запас по намагниченности, пермаллой механически непрочен и дорог в изготовлении. Феррит обладает широким диапазоном рабочих частот, поэтому широко используется в импульсных трансформаторах.

Ферриты – это поликристаллические многокомпонентные соединения, изготавливаемыe по особой технологии, общая химическая формула которых MeFe2О3 (где Me – какой-либо ферромагнетик, например, Мn, Zn, Ni). Ферриты обладают высокими значениями собственного омического сопротивления, превышающего сопротивление сталей в 50 и более раз. Именно это обстоятельство позволяет применять ферриты в индуктивных элементах, работающих на высоких частотах, без опасения, что могут повыситься потери на вихревые токи. Наибольшее распространение в силовой технике получили марганец-цинковые ферриты марок НМ и никель-цинковые ферриты марок НН. При выборе между ними предпочтение, конечно, следует отдать ферритам марок НМ, поскольку они имеют более высокую температуру, при которой ферромагнетики теряют свои ферромагнитные свойства (температуру Кюри). Это обстоятельство позволяет эксплуатировать их при более высоких температурах перегрева. Потери на гистерезис у марганец-цинковых ферритов на порядок меньше, чем у никель-цинковых. Ферриты марок НМ обладают высокой стабильностью к воздействию механических нагрузок. Однако, омическое сопротивление ферритов марок НМ меньше, чем ферритов марок НН, поэтому последние могут применяться для работы на более высоких частотах.

Отметим из наиболее часто встречающихся никель-цинковые ферриты марок 2000НН, 1000НН, 600НН, 200НН, 100НН. Верхней границей рабочей области частот для них является 5-7 МГц. Марганцево-цинковые высокопроницаемые ферриты марок 6000НМ,4000НМ, З000НМ, 2000НМ, I500HM, 1000НМ используются в частотном диапазоне до нескольких сот килогерц в интервале температур -60...+100 °С, когда термостабильность не является определяю­щим параметром. В противном случае следует использовать термостабильные ферриты 2000НМ3, 2000НМ1, 1500НМ3, 1500НМ1, 1000HM3, 700НМ. Они обладают меньшими потерями на вихревые токи и большим диапазо­ном частот (0,3...1,5 МГц). Для импульсных источников термостабильность, конечно, важна, но не является определяющим фактором. На рисунке ниже показана зависимость В(Н) для феррита 1500НМ3 при различных температурах и частотах: 1 – 20 кГц; 2 – 50 кГц; 3 – 100 кГц.

В средних и, особенно, сильных полях хорошо приме­нять ферриты марок 4000НMC, 3000HMC, 2500НМС1, 2500НМС2. Результаты исследований показывают, что луч­шими представителями в этой группе являются ферриты 2500НМС1 и 2500НМС2. Зависимость В(Н) для феррита 2500НМС1 при частоте 20 кГц показана ниже.

 

 

Параметры ферритов марок 2500НМС1 и 2500НМС2 сведены в таблицу.

Параметр

Обозн

Ед.

изм.

2500НМС1

2500НМС2

Начальная магнитная проницаемость при В = 0,2 тл, f = 16 кГц

μн

-

4500 (при 200С)

4100 (при 1200С)

4500 (при 200С)

4100 (при 1200С)

Критическая частота

F0

МГц

0,4

0,4

Удельные объемные магнитные потери при В = 0,2 тл, f = 16 кГц

Psp

мкВт см3Гц

10,5 (при 250С)

8,7 (при 1000С)

8,5 (при 250С)

6,0 (при 1000С)

Магнитная индукция при H=240 А

В

мтл

290

330

Индукция насыщения

Вm

мтл

450

470

Остаточная магнитная индукция

Вr

мтл

100

90

Температура Кюри

Тс

0С

>200

>200

Плотность

 

г/см3

1

1

Удельное электрическое сопротивление

ρ

Ом*м

4,9

4,9

Коэрцитивная сила

Нс

А/м

16

16

 

Приведём параметры наиболее часто встречающихся ферритов марок НМ и НН.

Марка

μн

μmax

Bм, Тл

fc, МГц

Тс, 0С

Br, Тл

Нс, А/м

2000НМ3

1700-2500

3500

0,35-0,4

0,5

200

0,12

-

2000НМ1

1700-2500

3500

0,38-0,4

0,5

200

0,12

25

1500НМ3

1200-1800

3000

0,35-0,4

1,5

200

0,08

16

1500НМ1

1200-1800

3000

0,35-0,4

0,7

200

-

16

2000НМ

2000

3500

0,38-0,4

0,45

200

0,12

24

100НН

80-120

850

-

7,0

120

-

-

400НН

350-500

1100

0,25

3,5

110

0,12

64

600НН

500-800

1600

0,31

1,5

110

0,14

32

1000НН

800-1200

3000

0,27

0,4

110

0,15

20

Магнитодиэлектрики состоят из мелкозернистого ферромагнитного порошка и связующего диэлектрического материала на основе полистирола. Частицы ферромагнетика изолированы друг от друга диэлектрической средой, являющейся одновременно и механической связкой всей системы. Магнитная проницаемость магнитодиэлектриков невелика (от нескольких единиц до сотен) поэтому параметры магнитодиэлектриков мало зависят от внешних полей.

Распространены три основные группы магнитодиэлектриков: альсиферы, карбонильное железо и пресспермы.

Карбонильное железо применяют в основном для индуктивных катушек малой энергоемкости, поэтому мы не будем рассматривать этот вид ферромагнитного материала.

Основу магнитного наполнителя альсиферов составляет тройной сплав Al-Si-Fe. Выпускается несколько марок альсиферов с проницаемостью от 22 до 90, предназначенных для работы в интервале температур от -60 до +120 °С. Буквы в названии марок означают:

·        ТЧ — тональная частота:

·        ВЧ — высокая частота;

·        Кс компенсированным температурным коэффициентом магнитной проницаемости.


Параметры альсиферов

Марка

μ

δп*103

f, МГц

Маркировка

ТЧ-90

79-91

3,0

0,02

Синий

ТЧ-60

56-63

2,0

0,07

Черный

ТЧК-55

48-58

2,0

0,07

Красный

ВЧ-32

28-33

1,2

0,20

Белый

ВЧ-22

19-24

2,0

0,70

Зеленый

ВЧК-22

19-24

2,0

0,70

Желтый

δп – коэффициент потерь на гистерезис.

 

 

 

Кривые намагничения альсиферов: 1 – ТЧ-60; 2 – ТЧ-32; 3 – ВЧ-22:

Коэффициент потерь на гистерезис остается постоянным лишь при слабых полях. При повышении напряженности поля он уменьшается и в полях порядка 1500 – 2000 А/м снижается до 0,1 своего начального значения. Такая зависимость объясняется тем, что в слабых полях площадь петли гистерезиса альсифера растет пропорционально Н3, а в сильных - медленнее.

Пресспермы магнитодиэлектрики на основе Mo-пермаллоя. Изготовляются из мелкого порошка высоконикелевого пермаллоя, легированного молибденом. Пресспермы обладают повышенноной магнитной проницаемостью и низким уровнем потерь на гистерезис. В обозначении термокомпенсированных пресспермов добавляется буква «К». Цифра в маркировке означает номинальную магнитную проницаемость. Кривые намагничивания пресспермов: 1 – МП-250; 2 – МП-140; 3 – МП-100; 4 – МП-60:

 

 

Параметры некоторых пресспермов

 

Марка

fс, кГц

0С

μ

δп*103

МП-60

100

-60…+85

55

1,5

МП-100

100

-60…+85

100

2,0

МП-140

100

-60…+85

140

2,0

МП-250

100

-60…+85

250

3,0

 

Обмотки трансформатора изолируются друг от друга. Обычно обмотки размещаются на каркасе с использованием межвитковой и межслойной изоляции (лак, волокно, х/б нитки и.т.д.). Тип изоляции зависит от рабочей температуры. Провода для обмоток имеют прямоугольное или круглое сечение. Прямоугольные провода используются для повышенных токов нагрузки. При проектировании трансформаторов вводиться понятие плотности тока.

 

Выбор плотности тока зависят от расположения обмотки на магнитопроводе, мощности и типа сердечника.

 

 

 

Схема замещения трансформатора

 

Для проведения анализа электромагнитных процессов в трансформаторе используется схема замещения, в которой магнитная связь заменяется электрической, а коэффициент трансформации - n определяется так:

Коэффициент трансформации является и коэффициентом приведения вторичной цепи к первичной (или наоборот). На рисунке показана Т-образная схема замещения трансформатора:

здесь обозначено:

R0 – учитывает потери в магнитопроводе (на вихревые токи и на гистерезис);

X0 – учитывает намагниченность материала сердечника и зависит от марки материала (в идеальном трансформаторе Z0 ® ¥);

R1, R2 – учитывают омические потери в первичной и вторичной обмотках;

XS1, XS2 – индуктивности рассеяния основного потока в обмотках первичной и вторичной цепей;

Для получения соотношения между реальными и приведенными параметрами, воспользуемся равенством полных мощностей, активных мощностей и углов потерь: , , .

1 .

2

3

 

 

Запишем систему уравнений для схемы замещения:

 

 

Опыт холостого хода

 

Условия проведения опыта: на вход подается номинальное напряжение U1ном, вторичная цепь размыкается.

 

 

Измеряемыми параметрами являются номинальное напряжение вторичной цепи (U02) и первичной цепи (U01) (их называют напряжениями холостого хода), ток первичной цепи (I01 - ток холостого хода), активная мощность или потери в магнитопроводе (P01). Если устанавливаем измеритель коэффициента мощности, то активная мощность рассчитывается из соотношения:

В этом опыте рассчитываются - коэффициент трансформации (n) и значение процентного соотношения тока холостого хода к номинальному току первичной цепи

Это значение нормируется в процентах в зависимости от области использования трансформатора, его мощности и частоты.

Параметры схемы замещения поперечного плеча рассчитываются по соотношениям:

, , .

Если из опыта значение тока холостого хода получилось больше 30%, то значит завышено входное напряжение, или при проектировании завышена величина магнитной индукции. Для устранения этого потребуется измененить сечение магнитопровода или перемотать обмотки.

В опыте холостого хода схема замещения трансформатора принимает вид:

Так как параметры продольного плеча значительно меньше, чем параметры поперечного плеча схемы замещения и ток “холостого” хода значительно меньше номинального тока первичной цепи, то в схеме замещения трансформатора на “холостом” ходу пренебрегаем параметрами XS1 и R1.

Опыт короткого замыкания

 

 

Опыт “короткого” замыкания проводится при пониженном напряжения питания, так как ток в обмотках трансформатора может превысить номинальные значения при повышении напряжения. Необходимо плавно увеличивать напряжение на выходе ЛАТРа до достижения номинальных токов в цепях. Измеряемыми параметрами являются: токи в цепях IК1, IK2 , напряжение короткого замыкания первичной цепи (UК1) и потери в обмотках. При измерении коэффициента мощности потери определяются из выражения:

 

 

Расчетными параметрами является процентное соотношение напряжения короткого замыкания по отношению к номинальному входному напряжению:

Внутреннее сопротивление трансформатора (сопротивление продольного плеча схема замещения) определяется из опыта “короткого” замыкания:

, , .

При переходе к реальным параметрам трансформатора принимается равенство:

и .

 

Схема замещения трансформатора в опыте “короткого” замыкания приводится к виду:

 

 

Внешняя характеристика трансформатора

 

Под внешней характеристикой трансформатора понимается зависимость выходного напряжения от тока нагрузки с учетом его характера (активная - R, активно - емкостная - RC, активно – индуктивная - RL). Схема замещения трансформатора принимает вид:

По второму закону Кирхгофа запишем уравнение для схемы замещения трансформатора:

U2 = U1 - I Zk = U1 – I (jXk + Rk).

 

Объяснение внешних характеристик для различных видов нагрузок удобно вести по векторной диаграмме для фиксированного значения тока нагрузки I=const, но разных углах.

При построении векторной диаграммы принимается такая условность: по часовой стрелке отставание вектора тока от вектора напряжения. При индуктивной нагрузке ток отстает от напряжения на угол j1, поэтому вектор напряжения U1 повернут против часовой стрелки по отношению к вектору тока I; при емкостной нагрузке напряжение U1 отстает от тока I1 на угол j3 , поэтому вектор напряжения U1 повернут по часовой стрелки по отношению к вектору тока I.

При активной нагрузке вектор напряжения U1 повернут против часовой стрелки по отношению к вектору тока I на небольшой угол j2 из- за малой величины индуктивности нагрузки.

Вектор ( - RkI) противоположен по направлению к вектору тока I. Так как Xk – индуктивность рассеяния трансформатора, то вектор (-jXkI) перпендикулярен по отношению к вектору (-RkI) и имеет поворот против часовой стрелки.

Каждый из векторов U2(1) , U2(2) , U2(3) получается в результате суммирования двух векторов U1 и ( - I Zk). Из векторной диаграммы видно, что при активной и индуктивной нагрузках происходит уменьшение напряжения во вторичной цепи трансформатора с увеличением тока I. Если нагрузка имеет емкостный характер, то напряжение увеличивается. При проектировании трансформатора необходимо учитывать характер нагрузки. Например, индуктивная нагрузка требует увеличивать число витков во вторичной цепи с учетом понижения напряжения при работе под нагрузкой. Конденсаторы используются для компенсации реактивной составляющей в трансформаторах, они включаются в трехфазных трансформаторах параллельно в каждой фазе или между фазами, как показано на рисунке.

 

 

Энергетические показатели трансформатора

 

К энергетическим показателям трансформатора относятся: КПД и коэффициент мощности.

КПД трансформатора – это отношение активной (полезной) мощности в нагрузке к потребляемой (активной) мощности трансформатора, т.е.

где Pмаг=Pгиствихоки - потери в магнитопроводе трансформатора. Они являются постоянными потерями, не зависящими от тока нагрузки, и включают в себя два вида потерь: потери на “гистерезис” (перемагничивание сердечника трансформатора) и потери на “вихревые” токи (круговые или токи Фуко, перпендикулярные направлению основного магнитного потока).

Потери в магнитопроводе зависят от многих параметров:

Pмаг= s1Bx2f2G ,

где s1 - коэффициент, зависящий от типа ферромагнитного материала;

Bx – величина магнитной индукция (определяемая положением

рабочей точки на кривой намагничивания трансформатора);

fчастота (Гц);

G - вес магнитопровода (кг);

С увеличением частоты преобразования возрастают магнитные потери, поэтому используют материалы с малыми удельными потерями и понижают рабочее значение магнитной индукции Bx .

 

Потери на гистерезис определяются площадью петли гистерезиса:

Учитывая, что РОБ = I2 Rоб – потери в обмотках. Получим соотношение для КПД в зависимости от коэффициента нагрузки b=I2/I2ном.

Потери в магнитопроводе определяются из опыта “холостого хода” и равны Pмаг=P10. Мощность в нагрузке P2 можно представить в виде

Потери в обмотках трансформатора равны:

где Pпотери определяемые из опыта “короткого замыкания”.

Таким образом, выражение для КПД принимает вид:

 

Исследуя его на экстремум, находим оптимальное значение β. КПД будет иметь максимум при

 

Отсюда,

При проектировании трансформатора необходимо добиваться равенства потерь в магнитопроводе потерям в обмотках для обеспечения эффективной работы трансформатора. При расчете трансформатора за критерии оптимизации выбираются: КПД, габаритные размеры, стоимость и температурный режим работы трансформатора. При Pмаг >Pоб (b<bопт) получим минимальную стоимость, большой вес и габариты трансформатора. Если же Pмаг < Pоб, то имеем высокую стоимость, меньшую массу и объем. Графически эти зависимости можно представить так:

 

 

 

Электромагнитная мощность трансформатора

 

Электромагнитная мощность – это полусумма электромагнитных мощностей всех обмоток трансформатора. Так как на первичную цепь приходится половина мощности, то при расчете электромагнитной мощности берут либо сумму мощностей всех вторичных цепей, либо мощность первичной цепи. При проектировании трансформатора вводят понятие габаритной мощности трансформатора – это связь электромагнитной мощности с параметрами трансформатора.

Получим выражение для габаритной мощности трансформатора.

Воспользуемся следующими уравнениями:

 

уравнением ЭДС трансформатора –

понятием плотности тока j

где Sпр – сечение проводника обмотки трансформатора;

определением количества витков через окно SОК

где Kок – коэффициент, учитывающий заполнение окна магнитопровода обмотками, его низкое значение гарантирует размещение обмоток в окне выбранного сердечника. Обычно он находится в пределах Koк = (0,28 …. 0,34);

Площадь окна равна: Sок = c*h [см2].

Подставим (1), (2), (3) в выражение для электромагнитной мощности и получим выражение для габаритной мощности:

 

Pгаб = 2 Кф Кмаг Кок Bm f j Sмаг Sок.

 

При заданной мощности трансформатора определяют типоразмеры трансформатора, затем по уравнению ЭДС рассчитывается количество витков первичной и вторичной цепей.

 

Трехфазные трансформаторы

 

Трехфазные сети широко распространены в энергетике и используются для производства и передачи электрической энергии. Трехфазные системы были разработаны русским электриком М.О.Доливо-Добровольским (1862 – 1919 гг.) и представляют собой систему из трёх источников переменного тока, ЭДС которых сдвинуты друг относительно друга на угол 120°.

 

Это трёхпроводная и четырёхпроводная линии. Напряжение каждого генератора – фазное напряжение, а напряжение между фазами - линейное напряжение.

 

 

На рисунке изображены временные зависимости для фазных и линейных ЭДС трехфазной системы напряжений.

 

Трансформирование трехфазного тока можно осуществить тремя однофазными трансформаторами, соединенными в трансформаторную группу (так называемый групповой трансформатор) или трёхфазным трансформатором. Обмотки первичной и вторичной цепей соединяются одним из способов: ”звезда” - Y, “треугольник” - ∆ , “зигзаг” - Z.

Обмотки трехфазных трансформаторов принято соединять по следующим схемам: звезда; звезда с нулевым выводом; треугольник; зигзаг с нулевым выводом. Схемы соединения обмоток трансформатора обозначают дробью, в числителе которой указана схема соединения обмоток ВН (высшего напряжения), а в знаменателе — обмоток НН (низшего напряжения). Например, Y/Δ означает, что обмотки ВН соединены в звезду, а обмотки НН — в треугольник.

Соединение в зигзаг применяют только в трансформаторах специального назначения, например для выпрямителей. При соединении в зигзаг каждую фазу обмотки НН делят на две части, располагая их на разных стержнях. Указанные части обмоток соединяют так, чтобы конец одной части фазной обмотки был присоединен к концу другой части этой же обмотки, расположенной на другом стержне. Зигзаг называют равноплечным, если части обмоток, располагаемые на разных стержнях и соединяемые последовательно, одинаковы, и неравноплечными, если эти части неодинаковы. При соединении в зигзаг ЭДС отдельных частей обмоток геометрически вычитаются.

Выводы обмоток трансформаторов принято обозначать следующим образом: обмотки ВН — начало обмоток А, В, С, соответствующие концы X, Y, Z; обмотки НН — начала обмоток а, b, с, соответствующие концы х, у, z.

При соединении обмоток звездой линейное напряжение больше фазного в раз, а при соединении обмоток треугольником линейное напряжение равно фазному (Uл = Uф ).

Отношение линейных напряжений трехфазного трансформатора определяется следующим образом:

 

Схема соединения обмоток

Y/Y

Δ/Y

Δ/Δ

Y/Δ

Отношение линейных напряжений

w1/w2

w1/(w2)

w1/w2

w1/w2

Видно, что отношение линейных напряжений в трехфазном трансформаторе определяется не только отношением чисел витков фазных обмоток, но и схемой их соединения.

 

Рассмотрим способ соединения “звезда”.

На рисунке изображена векторная диаграмма напряжений и условное обозначение схемы соединения обмоток трансформатора.

Точка на схеме трансформатора обозначает конец вектора ЭДС или начало обмотки.

При соединении звездой линейные (Iл) и фазные токи (Iф) одинаковы, потому что для тока, проходящего через фазную обмотку, нет иного пути, кроме линейного провода. Линейные напряжения (Uл) больше фазных (Uф) в раза.

Соединение в звезду выполняется с нулевым выводом или без него, что является достоинством схемы соединения

 

Соединение в “треугольник”:

При соединении треугольником Uл = Uф, потому что каждые два линейных провода присоединены к началу и концу одной из фазных обмоток, а все фазные обмотки одинаковы. Линейные токи Iл = Iф.

Мощность трёхфазной системы не зависит от схемы соединения (звездой или треугольником) и определяется выражениями:

Полная

активная [Вт]

 

реактивная [ВАР]

 

где j - угол сдвига фаз между напряжением и током.

 

 

Группы соединения обмоток трехфазного трансформатора

 

При определении группы соединения обмоток трансформатора пользуются циферблатом часов. Линейный вектор обмотки высшего напряжения (ВН) соответствует минутной стрелке циферблата часов и устанавливается на цифру 12, часовая стрелка соответствует линейному вектору ЭДС обмотки низкого напряжения (НН) и ее поворот по отношению к обмотке ВН определяет номер группы и угол поворота a = n*300, где n – группа.

Определим группу соединения обмоток трансформатора соединения “звезда-звезда”. Для построения диаграммы условно объединяют одноименные выводы обмоток первичной (С) и вторичной (с) цепей трансформатора. Из построения видно, что номер группы соединения равен


n = 180°/30° = 6 .

 

Определим группу соединения обмоток трансформатора для соединения “звезда-треугольник”. Для построения диаграммы условно объединяем одноименные выводы обмоток первичной (а) и вторичной (А) цепей трансформатора. Из построения видно, что номер группы соединения равен n = j/30° =30°/30° = 1 .

Соединение вторичных обмоток трансформатора в зигзаг

 

Соединение зигзагом применяют для того, чтобы нагрузку вторичных обмоток распределить более равномерно между фазами первичной сети, а также для расщепления фаз при создании многопульсных выпрямителей и в других случаях.

Для соединения зигзагом вторичная обмотка каждой фазы составляется из двух половин: одна половина расположена на одном стержне, другая – на другом. При таком соединении э.д.с. обмоток, расположенных на разных стержнях сдвинуты на угол 1200. .


Угол поворота j вектора ЭДС вторичной цепи по отношению к первичной зависит от соотношения витков W21/W22.

 

Влияние схемы соединения обмоток на работу трехфазных трансформаторов в режиме холостого хода

 

Из уравнений токов третьей гармоники в трехфазной системе

 

iA3=I3maxsin3ωt

iB3=I3maxsin(3ωt-1200)

iC3=I3maxsin(3ωt+1200)

 

видно, что эти токи в любой момент времени совпадают по фазе, т. е. имеют одинаковое направление. Этот же вывод распространя­ется на все высшие гармоники тока, кратные трем, — 3, 9, 15 и т.д. Это обстоятельство оказывает существенное влияние на про­цессы, сопровождающие намагничивание сердечников при трансформировании трехфазного тока.

Рассмотрим особенности режима холостого хода трехфазных трансформаторов для некоторых схем соединении обмоток.

Соединение Y/Yo. Если напряжение подводится со стороны об­моток, соединенных звездой без нулевого вывода, то то­ки третьей гармоники (и кратные трем — 9, 15 и т. д.), совпадая по фазе во всех трех фазах, будут равны нулю. Объясняется это отсутст­вием нулевого провода, а следовательно, отсутствием выхода из ну­левой точки. В итоге токи третьей и гармоник кратных трём будут взаимно компенсировать­ся и намагничивающий ток трансформатора ока­жется синусоидальным, но магнитный поток в магнитопроводе окажется не­синусоидальным (упло­щенным) с явно выра­женным потоком третьей гармоники Ф3 .

Потоки третьей гармоники не могут замкнуться в трехстержневом магнитопроводе, так как они совпадают по фазе. Эти потоки замыкаются через воздух (масло) и металлические стенки бака. Большое магнитное сопротив­ление потоку Ф3 ослабляет его величину, поэтому наводимые потока­ми Ф3 в фазных обмотках ЭДС третьей гармоники невелики и обычно их амплитуда не превышает 5…7% от амплитуды основной гармони­ки. На практике поток Ф3 учитывают лишь с точки зрения потерь от вихревых токов, индуцируемых этим потоком в стенках бака. Напри­мер, при индукции в стержне магнитопровода порядка 1,4 Тл потери от вихревых токов в баке составляют около 10% от потерь в магнитопроводе, а при индукции 1,6 Тл эти потери возрастают до 50 …65%.

В случае трансформаторной группы, состоящей из трех однофазных трансформаторов, магнитопроводы отдельных фаз магнитно не связаны, поэтому магнитные потоки третьей гармоники всех трех фаз беспрепятственно замыкаются (поток каждой фазы замыкается в своем магнитопроводе). При этом значение потока Ф3 может достигать 15 … 20% от Ф1.

Несинусоидальный магнитный поток Ф, содержащий кроме основной гармоники Ф1 еще и третью Ф3, наводит в фазных обмотках несинусоидальную ЭДС.

Повышенная частота 3ω магнитного потока Ф3 приводит к появлению значительной ЭДС е3, резко увеличивающей ампли­тудное значение фазной ЭДС обмотки при том же ее действующем значении, что создает неблагоприятные усло­вия для электрической изоляции обмоток.

Амплитуда ЭДС третьей гармоники в трансформаторной группе может дости­гать 45—65% от амплитуды основной гар­моники. Однако следует отметить, что ли­нейные ЭДС (напряжения) остаются синусоидальными и не содержат третьей гармоники, так как при соединении обмо­ток звездой фазные ЭДС e3A, e3B и е, сов­падая по фазе, не создают линейной ЭДС. Объясняется это тем, что линейная ЭДС при соединении обмоток звездой определяется разностью фазных ЭДС. Так, для основной гармоники линейная ЭДС.

Если первичная обмотка трансформатора является обмот­кой НН и ее нулевой вывод при­соединен к нулевому выводу гене­ратора, то намагничивающие токи фаз содержат третьи гармоники. Эти токи совпадают по фазе, а поэтому все они направлены либо от трансформатора к генера­тору, либо наоборот. В нулевом проводе будет протекать ток, рав­ный 3i3. При этом магнитный поток трансформатора, а следова­тельно, и ЭДС в фазах будут синусоидальны.

Соединения, при которых обмотки какой-либо стороны трансформатора (НН или ВН) соединены в треугольник. Эти схемы соединения наиболее желательны, так как они лишены не­достатков, рассмотренных ранее схем.

Допустим, что в треугольник соединены первичные обмотки трансформатора. Тогда ток третьей гармоники беспрепятственно замыкается в замкнутом контуре фазных обмоток, соединенных в треугольник. Но если намагничивающий ток со­держит третью гармонику, то магнитные потоки в стержнях, а следовательно, и ЭДС в фазах практически синусоидальны.

Если же вторичные обмотки трансформатора соединены в треугольник, а первичные — в звезду, то ЭДС третьей гармоники, наведенные во вторичных обмотках, создают в замкнутом контуре треугольника ток третьей гармоники. Этот ток создает в магнитопроводе магнитные потоки третьей гармоники Ф23, направленные встречно потокам третьей гармоники от намагничивающего тока Ф13 (по правилу Ленца). В итоге результирующий поток третьей гармоники Фрез31323 значительно ослабляется и практиче­ски не влияет на свойства трансформаторов.

 

Конструкции трехфазных трансформаторов

 

Трансформирование трехфазной системы напряжений можно осуществить тремя однофазными трансформаторами, соединенными в трансформаторную группу. Однако относительная громоздкость, большой вес и повышенная стоимость — недостаток трансформаторной группы. Поэтому она применяется только в установках большой мощности с целью уменьшения массы и габаритов единицы оборудования, что важно при монтаже и транспортировке трансформаторов. Такой тип получил название - трансформатор с раздельной магнитной системой. Трансформатор, у которого обмотки расположены на трех стержнях, называется трансформатором с объединенной магнитной системой.


В установках мощностью примерно до 60 000 кВА обычно применяют трехфазные трансформаторы, у которых обмотки расположены на трех стержнях, объединенных в общий магнитопровод двумя ярмами. Но полученный таким образом магнитопровод является несимметричным: магнитное сопротивление потоку средней фазы Фв меньше магнитного сопротивления потокам крайних фаз ФА и Фс .

Так как к первичным обмоткам трехфазного трансформатора подводится симметричная система напряжений UA, UB и UC, то в магнитопроводе трансформатора возникают магнитные потоки ФA, ФB и ФC, образующие также симметричную систему. Однако вследствие магнитной несимметрии магнитопровода намагничивающие токи отдельных фазных обмоток не равны: токи обмоток крайних фаз (IОА и IОС) больше

тока средней фазы (IОВ).

Кро­ме того, токи IОА и IОС оказываются сдвинутыми по фазе относи­тельно соответствующих потоков Фа и Фс на угол α. Таким об­разом, при симметричной системе трехфазного напряжения, подведенного к трансформатору, токи х.х. образуют несиммет­ричную систему.

Для уменьшения магнитной несимметрии трехстержневого магнитопровода, т. е. уменьшения магнитного сопротивления потокам крайних фаз, сечение ярм делают на 10—15% больше сечения стерж­ней, что уменьшает их магнитное сопротивление. Несимметрия токов х.х. трехстержневого трансформатора практически не отражается на работе трансформатора, так как даже при небольшой нагрузке разли­чие в значениях токов IОА , IОВ и IОС становится незаметным.

Таким образом, при симметричном питающем напряжении и равномерной трехфазной нагрузке все фазы трехфазного трансформатора, выполненного на трехстержневом магнитопроводе, практически находятся в одинаковых условиях. Поэтому рассмотренные выше уравнения напряжений, МДС и токов, а также схема замещения и векторные диаграммы могут быть использованы для исследования работы каждой фазы трехфазного трансформатора.

Параллельная работа трансформаторов

 

Для увеличения мощности трансформаторы включают параллельно. Существуют условия параллельного включения трансформаторов:


1) Трансформаторы должны иметь одинаковые значения напряжения “холостого хода” или коэффициенты трансформации. При несоблюдении этого условия возникает уравнительный ток (IУР), обусловленный разностью вторичных напряжений DU,

где Rвн1, Rвн2 – внутренние сопротивления трансформаторов. При этом трансформатор с более высоким вторичным напряжением “холостого хода” оказывается перегруженным.


2) Трансформаторы должны принадлежать к одной группе соединений. Если это условие не выполняется, то появляется уравнительный ток, обусловленный разностной ЭДС трансформатора:

3) Трансформаторы должны иметь одинаковые значения напряжения короткого замыкания. Трансформатор с меньшим напряжением короткого замыкания перегружается.

 

Специальные трансформаторы

 

Трансформаторы напряжения

 

Измерительный трансформатор напряжения (ТН) применяется при измерениях в сетях переменного тока напряжением свыше 220 В. ТН представляет собой понижающий трансформатор с таким соотношением витков в первичной и вторичной обмотках, чтобы при номинальном первичном напряжении вторичное напряжение составляло 100В.


ТН работает в режиме, близком к режиму “холостого хода”, т.е. I2 = 0. Класс точности измерительной схемы зависит от выбора рабочей точки на петле гистерезиса (Bm=0,1….0,2 Тл , I1 » I0). Для его повышения увеличивают количество витков первичной цепи. Для обеспечения надежной работы ТН обязательно заземляется вторичная цепь и корпус трансформатора. Система уравнений для трансформатора следующая.

Так как U1 =-E1 , U2 = E2НОМ, то напряжение в первичной обмотке определяется выражением:

Трансформатор тока

 

Измерительный трансформатор тока (ТТ) применяется для включения амперметров и обмоток тока ваттметров, счетчиков энергии и фазометров в цепях переменного тока, чаще всего в сильноточных (с большим значением тока).


ТТ работает в режиме, близком к “короткому замыканию”. Первичная обмотка ТТ выполняется из провода большого сечения и включается в сеть последовательно (количество витков первичной цепи равно1). Вторичная обмотка - многовитковая.

Уравнение МДС имеет вид: I1W1 + I2W2 = I0W1;

Точность измерения тока определяется выбором точки на петле гистерезиса (Bm=0,1…0,2Тл, I0 =0). Количество витков во вторичной цепи подбирается таким , чтобы во вторичной цепи протекал ток 5 А, откуда

Данный трансформатор является опасным при эксплуатации, так как нельзя размыкать вторичную цепь под нагрузкой. При размыкании цепи произойдет рост потерь в магнитопроводе в квадратичной зависимости (В2), что может привести к пробою изоляции и обслуживающий персонал может попасть под высокое напряжение.

 

Трансформаторы для автоматических устройств

Импульсные трансформаторы. Применяются в устройствах импульсной техники для изменения амплитуды импульсов, исключения постоянной составляющей, размножения импульсов и т.п. Одно из основных требований, предъявляемых к импульсным трансформаторам, - минимальное искажение формы трансформируемых импульсов.

Для пояснения принципиальной возможности трансформирования коротких однополярных импульсов рассмотрим идеальный трансформатор (без потерь и паразитных емкостей), работающий без нагрузки. Допустим, на вход этого трансформатора подают однополярные импульсы прямоугольной формы длительностью tи с периодом T. Первичный контур трансформатора обладает некоторой постоянной времени τ=L1/r1, обусловленной индуктивностью этого контура.

Графики напряжений в импульсном трансформаторе показаны ниже:

 

Рассмотрим случай, когда постоянная времени намного меньше продолжительности импульса: τ<<tи. При этом график первичного тока i1 = f(t) имеет вид кривой, отличающейся от прямоугольника. Кривая же вторичного напряжения u2=f(t) значительно искажена. При этом в интервале времени 1-2 напряжение U2 = О, так как при t1 = const ЭДС е2 = M(di/dt) = 0, где М – взаимная индуктивность между обмотками. Следовательно, при τ<<t трансформирование импульсов невозможно.

Рассмотрим другой случай, когда τ>>tи. Этот случай более реален, так как длительность импульсов обычно не превышает 10-4 с. Теперь, когда импульс u1 прекращается еще до окончания переходного процесса в первичной цепи, импульсы на выходе трансформатора u2 не имеют значительных искажений. При этом отрицательная часть импульса легко устраняется включением диода во вторичную цепь трансформатора.

Рассмотренные явления выявляют лишь принципиальную возможность трансформирования коротких однополярных импульсов без особых искажений их формы. При более подробном рассмотрении работы импульсного трансформатора электромагнитные процессы в нем оказываются намного сложнее, так как на них значительное влияние оказывают явление гистерезиса, вихревые токи, паразитные емкостные связи (между витками и обмотками) и индуктивности рассеянии обмоток. Для ослабления нежелательного влияния перечисленных факторов импульсные трансформаторы проектируют таким образом, чтобы они работали с линейной магнитной характеристикой, т. е. с таким значением магнитной индукции в сердечнике, при котором рабочая точка расположена ниже зоны магнитного насыщения на кривой намагничивания трансформатора. Кроме того, магнитный материал сердечника должен обладать небольшой остаточной индукцией (малой коэрцитивной силой). Для понижения остаточной индуктивности магнитопровод импульсного трансформатора в некоторых случаях снабжают небольшим воздушным зазором. С этой же целью иногда применяют подмагничивание трансформатора постоянным током, полярность которого противоположна полярности трансформируемых импульсов. Это мероприятие позволяет снизить магнитную индукцию в сердечнике в интервале между импульсами.

Магнитопроводы импульсных трансформаторов изготовляют из магнитных материалов с повышенной магнитной проницаемостью (холоднокатаная сталь, железоникелевые сплавы и др.) при толщине ленты 0,02 – 0,35 мм. Иногда магнитопровод выполняют из феррита.

Чтобы уменьшить паразитные емкости и индуктивности рассеяния обмоток, их стараются делать с небольшим числом витков. При этом малая длительность импульсов позволяет выполнять обмотки импульсных трансформаторов проводом уменьшенного сечения (применять повышенные плотности тока), не вызывая недопустимых перегревов. Последнее способствует уменьшению габаритов импульсных трансформаторов.

Пик-трансформаторы. Предназначены для преобразования напряжения синусоидальной формы в импульсы напряжения пикообразной формы. Такие импульсы напряжения необходимы в цепях управления тиристоров, тиратронов и др. Действие пик-трансформатора основано на явлении магнитного насыщения ферромагнитного материала.

Пик-трансформатор с активным сопротивлением. Первичную обмотку трансформатора подключают к сети синусоидального напряжения U1 через большое активное добавочное сопротивление Uдоб. Магнитную индукцию выбирают такой, чтобы магнитопровод находился в состоянии сильного магнитного насыщения. Однако намагничивающий ток i1 при этом будет иметь синусоидальную форму, так как его значение определяется сопротивлением Rдоб. Магнитный поток Ф в магнитопроводе изменяется по уплощенной кривой, а вторичная ЭДС

имеет пикообразную форму (штриховая линия на рисунке), достигая максимальных (пиковых) значений в моменты времени, когда магнитный поток Ф и ток i1 проходят нулевые значения, т. е. когда скорости их изменения максимальны. На рисунке показаны пик-трансформаторы с активным сопротивлением (а) и магнитным шунтом (б).

 

Пик-трансформаторы с магнитным шунтом. Вторичная обмотка расположена на стержне уменьшенного сечения, находящемся в состоянии сильного магнитного насыщения (кривая потока Ф2 имеет уплощенную форму). Остальные участки магнитопровода магнитно не насыщены, а поэтому кривая потока Ф = Фш + Ф2 имеет синусоидальную форму. Уплощенная, форма кривой Ф2 =f(t) обеспечивает получение пикообразной формы вторичной ЭДС – штриховая кривая.

Магнитопроводы пик-трансформаторов изготовляют обычно из железоникелевого сплава (пермаллоя).

Раздел 4 Неуправляемые выпрямители

 

Критериями качества работы выпрямителя являются:

-         коэффициент пульсации:

-отношение амплитуды к- ой гармоники к средневыпрямленному значению напряжения.

-         коэффициент выпрямления по напряжению:

-отношение средневыпрямленного значения напряжения к действующему значению напряжения во вторичной цепи трансформатора.

-         Пульсность (число фаз выпрямления):

-отношение частоты пульсации к частоте питающего напряжения.

mфазность схемы выпрямления – число вторичных обмоток (1, 2 или 3),

– число периодов выпрямления (1 или 2).

-         КПД:

- отношение активной (полезной) мощности в нагрузке к потребляемой (активной) мощности.

 

Критериями качества сглаживающего фильтра являются:

- коэффициент сглаживания:

, где - коэффициенты пульсации на входе и выходе соответственно.

-         КПД