1.8. СВОЙСТВА И ПРИМЕНЕНИЕ ТРАНЗИСТОРОВ

Эксплуатационные параметры транзисторов. Транзисторы харак­теризуются эксплуатационными параметрами, предельные значе­ния которых указывают на возможности их практического применения. При работе в качестве усилительных приборов используются рабочие области характеристик биполярных и полевых транзисторов, показанные на рис. 1.23 и 1.24 соот­ветственно.

К основным эксплуатационным параметрам относятся:

Максимально допустимый выходной ток, обозначаемый для биполярных транзисторов как I_Кmах. Превышение I_Кmаx приводит к тепловому пробою коллекторного перехода и выходу транзистора из строя. Для полевых транзисторов этот ток обозначается I_Cmаx. Он ограничивается максимально допустимой мощностью, рассеи­ваемой стоком транзистора.

   

                      

Рисунок 1.23                                    Рисунок 1.24

Максимально допустимое напряжение между выходными элект­родами: U_{КЭ max} для биполярных транзисторов U_{СИ max} полевых транзисторов. Это напряжение определяется значениями пробивного напряжения коллекторного перехода биполярных транзисторов и пробивного напряжения участка «сток — затвор» полевых транзисторов.

Максимально допустимая мощность, рассеиваемая выходным электродом транзистора. В биполярном транзисторе это мощ­ность Р_{К mах}, рассеиваемая коллектором и бесполезно расходуемая на нагревание транзистора. В случае ПТ это мощность Р_{C mах}, рассеиваемая стоком транзистора.

У биполярных транзисторов при недостаточном теплоотводе разогрев коллекторного перехода приводит к резкому увеличению I_к. Процесс имеет лавинообразный характер и транзистор необратимо выходит из строя. Влияние температуры на основные характеристики БТ иллюстрируют рис. 1.25, а, б. Здесь сплош­ными линиями показаны характеристики, соответствующие нор­мальной температуре (+ 20° С), а штриховыми — повышенной температуре (+ 60° С).

  

 

                                      

Рисунок 1.25

С ростом температуры входная характеристика сдвигается влево и уменьшается входное сопротивление БТ. При повы­шении температуры наблюдается смещение выходных характе­ристик БТ вверх, как показано на рис. 1.25, б. В этом случае наблюдается уменьшение выходного сопротивления БТ, что можно заметить по изменению наклона выходных характеристик. Особенно сильно зависит от температуры неуправляемый ток коллектора. Он возрастает примерно вдвое при повышении температуры на 10° С.

При повышении температуры окружающей среды мощность Р_{К mах} уменьшается, поэтому БТ нуждаются в схемах температур­ной стабилизации режима. Полевые транзисторы имеют заметные преимущества по температурной стабильности при сравнении с БТ. Следует отметить, что влияние температуры отличается от наблюдаемого в БТ и проявляется по-разному у ПТ разных структур. У транзисторов с p-n переходом с ростом температуры уменьшается контактная разность потенциалов U_к, что способст­вует увеличению I_с. Одновременно с повышением температуры уменьшается подвижность носителей в канале, что способствует уменьшению I_с.

При определенном напряжении U_зи влияние изменения кон­тактной разности потенциалов и изменения подвижности носи­телей в канале на I_с оказывается одинаковым. В этом случае у ПТ с p-n переходом наблюдается точка температурной стабильности тока стока. Здесь                                      U_3т = U_ЗИотс — (0,5...0,9) В. Указанное свойство ПТ с p-n переходом иллюстрирует рис. 16.26. У МДП транзисто­ров p-n переход «подложка — канал» оказывает меньшее управ­ляющее действие на I_с. Под действием температуры меняется U_ЗИ, изменяются подвижность носителей в канале и концентрация носителей за счет ионизации поверхностных уровней. Эти явления обусловливают наличие точек температурной стабильности I_с у МДП транзисторов: U_3т= U_{ЗИ пор} +(0,8...2,4) В. У полевых тран­зисторов с p-n переходом наблюдается резкое изменение входной характеристики при изменении температуры:      I_З = I_З0 [exp (q_eU_ЗИ / kT) – 1].              

При отрицательных температурах значение I₃ очень мало и практически не меняется. Это объясняется наличием линейного сопротивления утечки между выводами прибора.

Работа транзисторов с нагрузкой. При работе транзисторов в качестве усилительных элементов в их выходную цепь включают нагрузку, а во входную — источник сигнала. Наилучшими усили­тельными свойствами обладают транзисторы, включенные по схеме с общим эмиттером (рис. 1.27, а) и общим истоком (рис. 1.27, б). Режим работы транзистора с нагрузкой называют динамическим. В таком режиме напряжения и токи на электродах транзистора непрерывно изменяются.

 

Рисунок 1.26

    
        Рисунок 1.27   

                                                         

В соответствии со вторым законом Кирхгофа для выходной цепи как БТ, так и ПТ справедливо уравнение

                         U_ВЫХ = U_П – I_ВЫХ R_Н.                                                (1.26)

Уравнение получило название уравнения динамического режима для выходной цепи. На семействах выходных характерис­тик эти уравнения имеют вид прямых линий, проходящих через точки с координатами 0, U_П и U_П/R_H, 0. Эти линии часто называют динамической характеристикой, или нагрузочной прямой. Проме­жуточные положения точек на линии нагрузки характеризуют возможные напряжения и токи в соответствующих цепях транзис­тора при подаче сигнала (с учетом сопротивления нагрузки).

В случае БТ любому напряжению на входе соответствует определенный ток базы, которому, в свою очередь, соответствует определенный выходной ток коллектора и выходное напряжение «коллектор-эмиттер». Например, если до подачи напряжения сигнала U_С ко входу транзистора прикладывается постоянное напряжение U_БЭ0, то во входной цепи будет протекать постоянный ток базы I_Б. В этом случае через транзистор будет протекать выходной ток I_К0, а на выходе транзистора будет напряжение U_K0.

Этим токам и напряжению соответствует точка А на рис. 1.28, а, называемая  рабочей.

В каскаде с ПТ (рис. 1.29, а) заданное положение рабочей точки А задается постоянным напряжением U_{3И 0}. Так как к p-n переходу транзистора в рассматриваемом режиме приклады­вается запирающее напряжение, то входной ток чрезвычайно мал и не оказывает существенного влияния на режим работы схемы. Важным достоинством каскада на ПТ является высокое входное сопротивление.

Рисунок 1.28

В схеме с БТ сопротивления нагрузки R_н и в цепи базы R_б существенно влияют на вид входной характеристики, называемой в этом случае динамической входной характери­стикой.

Динамическая характеристика как зависимость выходного тока i_к от входного тока i_б строится по точкам пересечения на­грузочной линии с выходными характеристиками транзистора (рис. 1.28, б).

Используя входные характеристики транзистора I_Б=f(U_БЭ), нетрудно перестроить динамическую характеристику в координа­тах i_к, u_бэ. Динамическая характеристика как зависимость тока коллектора i_к от входного напряжения u_бэ показана на рис. 1.28, в.

Обращает на себя внимание худшая линейность характеристики i_к = f(u_бэ) по сравнению с характеристикой i_к = f(i_б), что типично для БТ.

В каскадах с ПТ имеет смысл только динамическая характе­ристика как зависимость выходного тока i_с от входного напря­жения u_3И при сопротивлении нагрузки R_н. Она строится по точкам пересечения нагрузочной линии с выходными характерис­тиками транзистора и изображена на рис. 1.29, б.

Динамическая характеристика ПТ обладает существенно луч­шей линейностью по сравнению с характеристикой БТ, что очевидно из рассмотрения рис 1.28, б и рис. 1.29, б.

         

 

                                         

Рисунок 1.29

Усилительные свойства транзисторов. Простейшие схемы уси­лителей при разных способах включения биполярных и по­левых транзисторов показаны на рис. 1.30 и 1.31 соответ­ственно.

Рисунок 1.30

Основным показателем усилителей является коэффициент уси­ления по напряжению К_u = DU_ВЫХ/DU_ВХ. В усилителях на БТ обычно находят также коэффициенты усиления по току К_i и мощности К_р: К_i = DI_ВЫХ/DI_вх;              К_p = DP_ВЫХ/DP_ВХ = К_iК_u. В низко­частотных усилителях на ПТ значения К_i, и К_р очень велики и их обычно не рассчитывают.

Усилители на основе ПТ с общим затвором (рис. 1.31, а) не находят широкого применения. Это объясняется низким входным сопротивлением схемы по отношению к источнику входного сигнала.

Усилители на основе ПТ, включенных по схемам с общим истоком (рис. 16.31, б) и общим стоком (рис. 16.31, в) имеют чрезвычайно большое входное сопротивление при работе на постоянном токе и низких частотах.

                                           Рисунок 1.31

При использовании сопро­тивлений нагрузки, существенно меньших выходного сопротивле­ния транзистора, коэффициенты усиления по напряжению для схем с общим истоком и стоком определяются по формулам: К_{u ои} = S_ПТR_н и К_{u ос} = S_ПТR_н/(1 + S_ПТR_н), где S_ПТ — крутизна транзисто­ра в рабочей точке.

При включении транзистора по схеме с общим стоком усилитель выполняет функции повторителя напряжения и имеет низкое выходное сопротивление, близкое к значению R_BblХ = l / S_БТ.

Основные показатели усилителей на основе БТ сведены в табл. 1.3.

Таблица 1.3

Схема включения	Кi	Кu	Кp
Общая база
Общий эмиттер
Общий коллектор

Усилитель на БТ, включенном по схеме с ОБ (рис. 1.30, а), имеет низкое входное сопротивление и коэффициент передачи тока, меньший 1. Наилучшими усилительными свойствами обла­дают усилители с включением транзисторов по схемам с общим эмиттером (рис. 1.30, б) и общим истоком (рис. 1.31, б). При включении БТ по схеме с общим коллектором (рис. 1.30, в) усилитель работает как повторитель напряжения (К_u ® 1), имеет высокое входное и низкое выходное сопротивления.

Частотные свойства транзисторов. Качество транзисторов ха­рактеризуется их способностью усиливать мощность входных сигналов. На высоких частотах наблюдается уменьшение коэф­фициента усиления по мощности, обусловленное увеличением проводимости цепи обратной связи Y₁₂. При этом может произойти нарушение устойчивости усилителя, если не использо­вать внешние обратные связи для компенсации влияния прово­димости Y₁₂. Для обеспечения максимального усиления по мощности реактивные составляющие входной и выходной проводимостей должны быть скомпенсированы, а проводимость нагруз­ки выбрана равной активной проводимости транзистора. Тогда коэффициенты усиления по току К_i, по напряжению К_u и мощности К_р определяются выражениями:

; ; ;

; .

Частотная зависимость коэффициента усиления по мощности определяется  зависимостями  от  частоты  прямой  проводимости |Y₂₁|, входной G₁₁ и выходной G₂₂ активными проводимостями. Вид частотной зависимости К_р показан на рис. 1.32. Максималь­ная частота усиления (частота единичного усиления f₁, по мощности) БТ определяется по формуле . Для определения максимальной частоты усиления необходимо знать предельную частоту передачи тока эмиттера и величину постоян­ной времени коллекторной цепи t_к = R_бC_кб, обычно приводимую в справочных данных БТ.

При нахождении зависимости коэффициента передачи тран­зистора от частоты в схеме с общей базой учитывают действие трех факторов: емкости эмиттерного перехода, времени пролета через базу и времени пролета через коллекторный переход.

Коэффициент  передачи  тока  эмиттера

,      (1.27)

где w_g = g_11б/С_э — предельная частота инжекции; g_11б — проводи­мость эмиттерного перехода; w_n = 1/t_дф — предельная частота коэффициента переноса (величина, обратная среднему времени диффузии неосновных носителей заряда через базу t_дф); w_к » 2/t_к — предельная частота пролета через коллекторный переход (величи­на обратно пропорциональна толщине коллекторного перехода h_к и прямо пропорциональна скорости движения носителей u_k).

Из   указанных   факторов   наиболее   существенным   является второй,  при учете  которого

.                          (1.28)

Здесь величина w_a называется предельной частотой коэффициента передачи тока эмиттера.

Аналогичным  образом  определяют b_БТ:

.                       (1.28)

Величину w_b называют предельной частотой коэффициента пере­дачи  тока  базы.

Можно  определить  модуль  коэффициента передачи  тока  базы:

.                      (1.30)

При   w = w_b   модуль   коэффициента   передачи   тока   базы                  |b| = b_БТ / . Частота w_b /(2p) = f_b согласно ГОСТ обозначается f_h21.

При анализе импульсных свойств транзисторов используют переходные характеристики: зависимости коэффициента передачи от времени при подаче на вход импульса прямоугольной формы. Для транзистора, включенного по схеме с общим эмиттером переходная характеристика описывается формулой

b_БТ(t) = b_БТ [1-exp(-t/t_b)],                                                   (1.31)

где              t_b = t_дф/(1 - a_БТ) = t_дф (1 + b_БТ) » t_н.

Хотя на низких частотах ПТ обладают чрезвычайно малой входной проводимостью, на высоких частотах вследствие влияния входной емкости пренебрегать влиянием входной проводимости нельзя. Входная емкость С_зи и немодулированное сопротивление в цепи истока полевого транзистора R_и (см. рис. 1.22, б) образуют RС-цепочку, обусловливающую увеличение активной составляю­щей входной проводимости на высоких частотах. На частотах в сотни мегагерц входные активные проводимости ПТ и БТ становятся соизмеримыми.

            

               Рисунок 1.32
                                  
  Рисунок 1.33

Частотная зависимость основных параметров полевого тран­зистора показана на рис. 1.33. Частотная зависимость парамет­ров |Y₂₁| и G₂₂ также обусловлена наличием у ПТ междуэлек­тродных емкостей и немодулированных сопротивлений в цепях электродов. Причем установлено, что параметр |Y₂₁|, характери­зующий усилительные свойства ПТ, постоянен вплоть до частот, несколько меньших предельной, рассчитываемой по формуле f_пред = S_ПТ/(2pС_зс).

Из сказанного выше следует, что для широкополосных усилителей целесообразно использовать БТ с высокими значения­ми f_a малым сопротивлением базы R_б и малой проходной емкостью С_бк, а также ПТ с высокой крутизной С_бк малой проходной емкостью S_ПТ и малым С_зс.

Шумовые свойства усилительных приборов. Собственные шумы в транзисторах и электронных лампах обусловлены как физически­ми особенностями их работы, так и их конструкцией и техноло­гией производства. У транзисторов и электронных ламп шумы имеют сходную природу и аналогичный спектральный состав. В отличие от тепловых шумов идеального активного сопротивления, характеризующихся равномерным распределением энергии шума в полосе частот от нуля до бесконечности, энергия шумов активных элементов распределяется по частотному диапазону неравномерно. Кривая спектральной плотности шума любого активного элемента показана на рис. 1.34. Спектральная плотность характеризует мощность шума на единицу частоты.

Анализ шумовых свойств усилительных приборов включает рассмотрение основных составляющих шума: тепловой, дробовой, избыточной низкочастотной, избыточной высокочастотной.

Среднеквадратическое значение напряжения теплового шума определяется по формуле Найквиста:

                     ,                       (1.32)

где R — сопротивление, создающее тепловой шум. Тепловой шум обусловлен хаотическим тепловым движением носителей заряда.

Среднеквадратическое значение тока дробового шума опреде­ляется по формуле Шотки , где I — ток, дискретная структура которого является причиной шума; Df — полоса частот, в которой рассчитывается шум.

Тепловой и дробовой шумы имеют равномерный и непрерыв­ный частотный спектр (так называемый «белый» шум). На рис. 1.34 «белому» шуму соответствует участок, на котором среднеквадратические значения частотных составляющих напря­жения шума равны между собой.

Избыточные низкочастотные шумы транзисторов обусловлены процессами генерации и рекомбинации носителей, а также зависят от состояния поверхности полупроводника. В электронных лампах такие шумы возникают из-за неравномерного испускания электро­нов катодом на низких частотах — эффекта мерцания катода (так называемого фликкер-эффекта).  Избыточные низкочастотные шумы существенно зависят от конструкции и технологии изготовления усилительных приборов и не поддаются точному расчету. На практике этот вид шумов учитывают, вводя в выражение для теплового шума (1.32) член, пропорциональный 1 / f^a: , где f_{н. изб} — нижняя гранич­ная частота избыточных шумов (см. рис. 1.34).

                       

                                          Рисунок 1.34                          

   

Рисунок 1.35

                 Рисунок 1.36

Нижняя граничная частота избыточных шумов у БТ, ПТ с p-n переходом и с барьером Шотки, а также электронных ламп лежит в области от сотен герц до единиц килогерц, а у МДП-транзисторов часто доходит до десятков килогерц (что объясняет­ся их особым принципом управления).

Избыточные высокочастотные шумы обусловлены падением крутизны ламп и ПТ, коэффициента усиления по току БТ на этих частотах, а также прохождением шумов с выхода во входные цепи через проходные емкости приборов. Избыточные высокочастотные шумы сильно зависят от типа транзистора или лампы. У высокочастотных приборов верхняя граничная частота избыточ­ных шумов f_{в. изб} (см. рис. 1.34) лежит в области десятков или сотен мегагерц.

Эквивалентные схемы БТ и ПТ с учетом источников собствен­ных шумов приведены на рис. 1.35, а и б соответственно. В них источники тепловых шумов представлены генераторами напряжения. Тепловые шумы обусловлены наличием как у БТ, так и у ПТ объемных сопротивлений в цепях электродов (R_б, R_э, R_к — у биполярного транзистора, R₃, R_и и R_c — у полевого транзистора).

Наличие у транзисторов входных и выходных токов приводит к возникновению дробовых шумов, учтенных в приведенных схемах генераторами шумовых токов (базы , и эмиттера — у биполярных транзисторов; затвора , стока — у полевых транзисторов). Эквивалентная схема электронной лампы с источником шумов аналогична схеме ПТ.

В инженерной практике шумовые свойства усилительных приборов удобно характеризовать, используя модель, приведен­ную на рис. 1.36, и только два шумовых параметра: сопротивле­ние генератора шумового напряжения R_ш.н и сопротивление генератора шумового тока R_ш.т. Принимается, что эти сопротив­ления подключаются ко входу идеального нешумящего усилитель­ного прибора и имитируют шумы реального прибора.

Выражения для определения указанных шумовых параметров, без учета избыточных шумов, сведены в табл. 1.4.

Таблица 1.4

Тип прибора	Сопротивление генератора
	шумового напряжения Rш.н	шумового тока  Rш.т.
Биполярный транзистор	RБ+1/(2SБТ)	2bо.э/SБТ
Полевой транзистор	АПТ/SПТ	кТ/(Iзо ×ge)
Электронная лампа	АЭЛ/SЭЛ *Тк- температура катода

           Качество электронного прибора с точки зрения собственных шумов будет тем лучше, чем меньше сопротивление R_ш.н и больше R_ш.т. Сопротивление R_ш.н у полевых транзисторов и электронных ламп существенно зависит от типа и особенностей конструкции, что учитывается коэффициентами А_ПТ и А_ЭЛ. В частности, для ПТ с p-n переходом А_ПТ » 1, для МДП-транзисторов А_ПТ — 2...4; для ламповых триодов А_ЭЛ = 2,4, а для многосеточных ламп А_ЭЛ существенно больше. Малые значения R_ш.н достигаются у прибо­ров с высокими значениями крутизны S в рабочей точке. При одинаковых геометрических размерах наибольшими значениями S обладают БТ.

                     Рисунок 1.37                                  Рисунок 1.38

Сопротивление R_ш.т обратно пропорционально входному току усилительного прибора. Если сравнивать по этому параметру усилительные приборы, то выявляются преимущества ПТ, имею­щих чрезвычайно малые входные токи.

Уровень шумов в любом усилительном каскаде можно оценить коэффициентом шума К_ш, который в общем случае определяется отношением полной мощности шумов в нагрузке к той части полной мощности, которая обусловлена тепловыми шумами сопротивления источника сигнала R_г. Из этого определения следует, что для идеального «нешумящего» усилительного каскада К_ш = 1 ,  поскольку  в  данном  случае  шумы  обусловлены  только сопротивлением  источника сигнала.

Коэффициент    шума    нетрудно    определить,    зная    шумовые параметры R_ш.н и  R_ш.т по  формуле

 К_ш = 1 + R_ш.н / R_г + R_г / R_ш.т.т                                            (1.33)

Наименьшими шумами будет обладать каскад, работающий при оптимальном сопротивлении источника сигнала.

Представляет интерес определение минимального коэффициен­та шума К_{ш min} = 1 + 2R_ш.н / R_ш.т. Зависимость К_ш = f(R_г / R_{г опт}) при­ведена на рис. 1.37. При использовании ПТ и ламп отношение R_ш.т / R_ш.н обычно превышает 10⁴. Следовательно, они могут обеспечивать очень низкие значения К_ш при источниках сигнала, имеющих внутреннее сопротивление R_г, значительно отличаю­щееся от оптимального R_{г опт}. При использовании БТ отношение       R_ш.т / R_ш.н. Обычно существенно меньше, поэтому малые значения К_ш здесь достигаются при соответствующем выборе режима работы и сопротивлении источника сигнала, близком к опти­мальному.

Цифровые ключи на транзисторах. В цифровой технике широко распространены логические элементы на основе ключей, у которых управляющие и коммутируемые сигналы имеют форму двоичных импульсов. В установившемся режиме сигналы на входе и выходе цифровых ключей принимают лишь два дискретных значения, условно обозначаемых логическим «0» и «1». Если в ключе логическому «0» соответствует низкий уровень напряжения, а логической «1» — высокий уровень напряжения, то такой элемент относят к положительной логике.

Качество цифрового ключа определяется следующими основ­ными параметрами: падением напряжения на ключе в замкнутом состоянии, скоростью переключения ключа из одного состояния в другое, мощностью потребляемой цепью управления ключа. Рассмотрим работу БТ и ПТ в режиме ключа цифровых сигналов. Простейшая схема ключа на БТ транзисторе изображена на рис. 1.38, а процессы, происходящие в ключе, иллюстрирует рис. 1.39.

На участке 0 — t₁ (рис. 1.39, а) оба перехода закрыты, и транзистор находится в режиме отсечки. В цепи базы (см. рис. 1.39, в) протекает небольшой дрейфовый ток неосновных носителей, обусловленный источниками U_п и U_бэ: I_б = I_э + I­_к. Этому режиму соответствует точка А на рис. 1.40. Транзистор находится в закрытом состоянии. Коллекторный ток, как видно из рис. 1.39, г, мал и равен тепловому току закрытого коллекторно­го перехода I_к0. Напряжение на выходе ключа близко к напряжению источника питания U_п, а сопротивление транзистора постоянному току велико:          R_закр » U_п / I_к0.

На участке t₁ — t₂ ко входу транзистора прикладывается импульс положительной полярности, приводящей к переключению в открытое состояние как эмиттерный, так и коллекторный переходы. Поясним процесс переключения. В момент t₁ рабочая точка находилась в точке А (см. рис. 1.40), а затем стала перемещаться по нагрузочной прямой в направлении точки В. К эмиттерному переходу прикладывается отпирающее напряжение, и, если сопротивление в цепи базы R_б мало, он быстро пере­ходит в открытое состояние (зависимость i_э=f(t) показана на рис. 1.39, в). В эмиттерном переходе преобладает диффузия электронов в базу. Происходит частичная рекомбинация электро­нов, но основная их часть поступает к коллекторному переходу и за счет экстрации достигает коллектора. Сопротивление тран­зистора резко уменьшается, а ток коллектора I_к ® I_{к нас}.

 

               Рисунок 1.39                                       Рисунок 1.40

Вследствие падения напряжения на нагрузке R_н понижается напряжение коллектора, а следовательно, уменьшаются толщина коллекторного перехода и заряд в нем. Происходит разряд емкости коллекторного перехода.

В точке В (см. рис. 1.40) транзистор переходит в режим насыщения. При этом наблюдается инжекция электронов из коллектора в базу. Коллекторный переход переходит в открытое состояние. В базе наблюдается рекомбинация электронов с дырками. Концентрация дырок в базе невелика, по сравнению с концентрацией поступающих в базу электронов. Поэтому в базе происходит накопление неосновных носителей — электронов. На участке t₁ — t₂ ток базы равен разности токов эмиттера и коллектора:             i_б = i_э – i_к. Коллекторный переход начинает участво­вать в процессе переключения с некоторой задержкой t₃ (см. рис. 1.39), определяемой временем пролета носителей через базу.

Время нарастания выходного тока i_к определяет длительность фронта t_ф (см. рис. 1.39, г) и зависит от скоростей разряда коллекторной емкости и накопления неравновесного заряда в базе. Полное время включения транзистора характеризует время пере­хода из состояния логического «0» в состояние логической «1» и состоит из времени задержки и длительности фронта:

 t⁰¹ = t_з + t_ф.                                                                          (1.34)

Как видно из рис. 1.40, транзистор перешел в режим насыщения при токе базы, равном I_Б4. Дальнейшее увеличение тока базы до значения I_B5 уже не приводит к заметному увеличению выходного тока i_k; при этом лишь увеличивается степень насыщения транзистора и величина неравновесного заряда в  базе.

Режим насыщения соответствует замкнутому состоянию тран­зистора. В этом случае транзистор имеет минимальное сопро­тивление постоянному току R_откр, равное сопротивлению двух p-n переходов, включенных в прямом направлении R_откр = U_{К нас} / I_{К нас}, где U_{К нас} — остаточное напряжение на транзисторе в замкнутом состоянии.

На участке t₂ — t₃ прекращается действие входного импульса положительной полярности, однако транзистор не сразу возвра­щается в исходное состояние. На участке t_p происходит рассасы­вание неравновесного заряда в базе. На первом этапе выключения концентрация носителей заряда у коллекторного перехода остается практически неизменной и, следовательно, он сохраняет прямое смещение. Рассасывание происходит за счет ускоряющего поля эмиттерного перехода и рекомбинации носителей в базовой и коллекторной областях. Только после определенного уменьшения концентраций неосновных носителей в базе транзистор переходит в активный режим, и рабочая точка из положения В перемещается по нагрузочной линии в направлении точки А.

При переходе транзистора в активный режим происходит окончательное рассасывание неравновесного заряда через коллек­торный переход. Выходная емкость транзистора заряжается, а ток коллектора уменьшается по экспоненциальному закону и после определенного времени, называемого временем спада t_c (см. рис. 1.39, г), принимает исходное значение I_к0.

Время перехода транзистора из состояния «1» в «0» равно сумме времени рассасывания t_р и длительности спада t_с: t¹⁰ = t_р + t_с. В цифровых устройствах принято использовать понятие среднего времени задержки сигнала при прохождении через ключ: t_{з. cp} = (t⁰¹ + t¹⁰)/2. Очевидно, для реализации высокого быстродей­ствия в качестве ключевых транзисторов необходимо использовать специальные транзисторы: с малыми междуэлектродными емко­стями; малой толщиной базы и, следовательно, малым сопротив­лением базовой области; неравномерным распределением примесей в базе с целью создания дополнительного ускоряющего поля для неосновных носителей.

Следует отметить, что в разомкнутом и замкнутом состояниях ключи на биполярных транзисторах обладают высокими показате­лями, близкими к идеальным. Разброс параметров транзи­сторов и их изменение от дестабилизирующих факторов (особенно температуры) влияют на работу транзисторов в ключевом режиме значительно меньше, чем в активном режиме. Это связано с тем, что в режиме насыщения положение рабочей точки В практически не меняется при изменении входных токов в больших пределах.

Количественный анализ переходных процессов в ключе проведем методом заряда. В режиме насыщения в базе накапливается избыточный заряд неосновных неравновесных  носителей , где t_н — время  жизни  неосновных неравновесных носителей заряда (n-типа для транзисторов со структурой n-p-n). На семействе выходных характеристик (см. рис. 1.40) режиму насыщения соответ­ствует участок ОВ, где ток коллектора не зависит от тока базы. Так как напряжения U_{K нac}, U_КБ, U_БЭ в режиме насыщения малы, то все три электрода насыщенного транзистора можно считать короткозамкнутыми и представлять транзистор единой эквипотенциальной точкой.

В основе метода заряда лежит принцип нейтральности базы. При отсутствии электрического поля (Е=0) уравнение принимает вид

.

Перемножив правые и левые части уравнения на q_eS и проинтегрировав в пределах от 0 до Х=Х_тах, получим уравнение заряда базы .                                  (1.35)

Запишем уравнение в виде dq / (t_н i_б - q) = dt / t_н. После интегрирования дифференциального уравнения находим зависимость заряда неосновных неравно­весных носителей в базе от времени, предполагая, что при t = 0,         q = q(0): q(t) = t_н i_б -[t_н i_б - q(0)] exp(-t / t_н).

Из  последнего  выражения  найдем

.                                            (1.36)

В  момент  подачи  отпирающего  импульса  тока  базы  i_Б = DI_Б1:

q(t) = t_нDI_Б1[1-ехр(-t/t_н)].                                          (1.37)                                                           

Для  активной  области имеем:

i_к(t) = DI_Б1b_БТ(t) = DI_Б1b_БТ[1-ехр(-t/t_БТ)].                               (1.38)                                           

Сравнивая  выражения,  получаем

.

Отсюда  следует,  что  в  активной  области  характеристик  временные  изменения заряда   неравновесных   носителей   в   базе    пропорциональны   изменениям   тока коллектора.

Если b_БТDI_Б1­ < I_{К нас} то время нарастания тока коллектора до установившегося значения составляет t_ф » (3...5) t_БТ. Если b_БТDI_Б1­ > I_{К нас}, то максимальный ток коллектора ограничивается значением I_Кнас. Время нарастания тока коллектора до уровня 0,9I_Кнас определяется из уравнений. Подставив в них значения t = t_фI_к(t_ф) = 0,9I_Кнас, q(0) = 0, i_Б = DI_Б1, получим

.

Очевидно, время нарастания тем меньше, чем меньше t_БТ и I_Кнас, а также чем больше DI_Б1 и b_БТ. В режиме насыщения в базе и коллекторной области накапливаются избыточные заряды неосновных носителей в течение времени t_нак = (3...5)t_и, где t_и - постоянная времени коэффициента передачи тока базы при инверсном включении. При этом в базе накапливается заряд q(t_и) = t_иDI_Б1. После окончания входного насыщающего импульса тока базы DI_Б1 длительностью t_и > t_ф + t_нак и подачи запирающего импульса ток коллектора начинает изменяться через некоторое время, необходимое для рассасывания избыточного заряда. Время рассасывания t_р определяется как интервал между моментом подачи на базу насыщенного транзистора запирающего импульса и моментом, когда напряжение на коллекторе достигает уровня 0,1U_П. Рассасывание неравновесных носителей производится в основном за счет поверхностной и объемной рекомбинаций. Ток базы при этом может значительно превышать свое значение в режиме отсечки. Подставляя в выражение q(0) = q(t_и) = t_иDI_Б1; i_Б = DI_Б2; t = t_p;  и считая t_p»t_и; t_и>>т_и, находим формулу для приближенной оценки времени рассасывания:

.                 (1.39)

Время рассасывания тем меньше, чем меньше степень насыщения и больше амплитуда запирающего импульса, а также чем меньше сопротивление внешней цепи, через которую происходит рассасывание.

Формула справедлива для нормального рассасывания, т. е. когда плотность носителей у коллекторного перехода достигает равновесного значения раньше, чем у эмиттерного. Коллекторный ток начинает спадать с момента выхода транзистора из насыщения. Время спада t_c тока коллектора от уровня I_Кнас до уровня 0,1I_Кнас под воздействием изменения тока базы DI_Б2 определяется из соотношений, описывающих работу транзистора в активной области характе­ристики. При ; i_Б = DI_Б2; t = t_c и  получаем

.                               (1.40)

При оценке времени нарастания и спада следует учитывать влияние паразитной емкости коллектора, соответствующим образом увеличив t_БТ (на величину b_БТR_кС_к). Современные дрейфовые транзисторы позволяют получить времена нарастания и спада порядка единиц наносекунд.

Простейший ключ на основе ПТ изображен на рис. 1.41, а. В качестве ключевого элемента используется МДП ПТ с индуцированным каналом p-типа. Такой ключ имеет очевидные преимущества перед рассмотренным выше ключом на БТ: нет необходимости в источнике запирающего напряжения на входе транзистора; ключ потребляет крайне малую мощность от источника управляющего сигнала, так как транзистор обладает входным сопротивлением; полярность управляющего напряжения такая же, как и полярность коммутируемого напряжения, что позволяет осуществлять гальваническое соединение нескольких однотипных ключей между собой. Принцип действия любого ключа на основе ПТ основан на использовании основных носителей заряда. Поэтому в этих ключах нет явлений, связанных с накоплением и рассасыванием неосновных носителей заряда. Здесь переходные процессы обусловле­ны лишь наличием у транзисторов междуэлектродных емкостей, как и в случае электронных ламп.

            

                          Рисунок 1.41                                 Рисунок 1. 43

                                                      Рисунок 1.42

Явления, происходящие в цифровом ключе на МДП ПТ, иллюстрируют рис. 1.42, а и 1.43. Анализ динамических свойств ключа удобно провести с использованием модели, приведенной на рис. 1.42, б.

Процесс включения. В исходном состоянии (U_г=0) емкость, образованная параллельным соединением выходной емкости С_си, емкости монтажа С_м и емкости нагрузки С_н, заряжена до напряжения U_п. При подаче управляющего напряжения (U_г = U_зи > U_{ЗИ пор}) транзистор открывается и через его канал происхо­дит разряд выходной емкости.

Процесс включения транзистора иллюстрирует рис. 1.43 — ра­бочая точка из положения А переходит в положение В, характеризуе­мое параметрами U_{3И В}, I_{С В}, U_{СИ В}. Этот процесс состоит из трех эта­пов. На первом этапе формируется проводящий канал. Время форми­рования канала называется временем задержки t₃ и зависит от сопро­тивления источника управляющего напряжения R_г и эквивалент­ной входной емкости ключа С_зиэ (она больше междуэлектродной емкости транзистора С_зи за счет влияния емкости монтажа С_м, проходной С_зс и эквивалентной выходной С_си емкостей). Это время зависит также от амплитуды управляющего напряжения и значения порогового напряжения транзистора U_{ЗИ пор}:

.

Если    ключ    управляется    идеальным    источником    напряжения (R_г®0),  то  временем  задержки  можно  пренебречь.

В начале второго этапа рабочая точка скачком переходит из положения А в положение А₁. Это объясняется тем, что выходное напряжение u_вых не может мгновенно уменьшиться из-за влияния емкости С_{си э}, для разряда которой требуется определенное время. По мере разряда емкости С_{си э} через открытый канал током i_р рабочая точка перемещается из положения А₁ в положение А₂. При работе ПТ в пологой области идеализированная ВАХ описывается уравнением, которое (перейдя к мгновенным значениям напряжений и тока) можно записать в виде

.

В этом случае справедливо соотношение . Определяя емкость С_си при низкоомном R_г следует учесть проходную емкость С_зс.

Переходя в формуле к конечным приращениям и учитывая начальные условия (t = 0, u_CИ = -U_п; t = t₁, u_СИ = -(U_{ЗИ В} – u_{ЗИ пор}) определяем время нахождения транзистора в пологой об­ласти:

.                                     (1.41)

С учетом взаимосвязи параметров ПТ,

b_ПТ = S_ПТ / (U_ЗИ – U_{ЗИ пор}).                                                     (1.42)

Определяем время второго этапа:

.

На третьем этапе транзистор работает в крутой (омической) области характеристик. Рабочая точка перемещается за время t₂ из положения А ₂ в положение В. На этом этапе транзистор представляет собой омическое сопротивление R_{i откр} = U_{CИ B} / I_{C B}. Значение тока стока в точке В можно найти из уравнения, представленного в виде I_С = 2b_БТ[(U_{ЗИ В} - U_{3И пop})U_{CИ B}–U²_{СИ В}/2]. Время t₂ может быть оценено с помощью известного соотношения для элементарной RС-цепочки: t₂ » 2,3R_{i откр} С_{си э}. Полное время включения транзистора t_вкл = t_з + t₁ + t₂.

Из рассмотренного следует, что для уменьшения времени включения необходимо выбирать транзисторы с большими значе­ниями крутизны S_ПТ и малыми пороговыми напряжениями.

Процесс выключения. Здесь можно выделить два этапа, сначала при уменьшении входного напряжения ниже порогового значения U_{ЗИ пор} рабочая точка переходит из положения В в положение В₁. Время перехода зависит от эквивалентной входной емкости транзистора С_{зи э} и сопротивления источника сигнала R_г. При малых значениях R_г время данного этапа пренебрежимо мало. Затем происходит заряд емкости С_{си э} через резистор нагрузки R_c от источника U_п. На этом этапе ключ моделируется элементарной RС-цепью. Следовательно, время выключения можно определить по известной формуле t_выкл » 2,ЗR_сС_{си э}.

Время выключения рассмотренного ключа обычно существенно больше времени включения, так как сопротивление R_c обычно велико         (R_c > R_iоткр). В практических случаях следует учитывать, что быстродействие ключа существенно зависит от элементов управляющей цепи. В частности, при высокоомном сопротивлении источника сигнала цепи затвора ключ будет иметь время включения и выключения, в основном зависящее от сопротивления и эквивалентной емкости цепи затвора С_{зи э}: t_вкл=t_выкл»2,3t_з=2,ЗС_{зи э} R_з.

Таким образом, высокого быстродействия ключей на полевых транзисторах можно добиться при использовании низкоомных источников напряжения сигнала, а также транзисторов с малыми междуэлектродными емкостями, малыми сопротивлениями канала в открытом состоянии и при работе на низкоомные нагрузки. Однако следует иметь в виду, что уменьшение сопротивления нагрузки сопровождается ростом остаточного напряжения U_{СИ ост}, что нежелательно, так как приводит к уменьшению логического перепада уровней и снижению помехоустойчивости ключа.

Избежать указанных недостатков удается, если заменить сопротивление нагрузки МДП транзистором с индуцированным каналом n-типа, включив его, как показано на рис. 1.41, б. Такой ключ, использующий транзисторы с разными типами проводи­мости каналов, получил название ключа на комплементарных транзисторах.

Принцип работы ключа заключается в следующем. При отсутствии управляющего напряжения на входе (U_зи = 0) тран­зистор VT₂ закрыт и, следовательно, выходное напряжение U_вых » U_п, так как это напряжение прикладывается ко входу транзистора VТ₁ и поддерживает его в открытом состоянии. Ток, потребляемый ключом, крайне мал, так как практически опреде­ляется сопротивлением утечки открытого канала транзистора VT₂.

При подаче на вход ключа управляющего напряжения U_вх = -U_п транзистор VТ₁ закрывается, а VТ₂ открывается. Это приводит к уменьшению выходного напряжения (U_вых = 0). Ток, потребляемый ключом в этом случае, крайне мал, так как определяется током утечки закрытого канала транзистора VT­₁. Таким образом, рассматриваемый ключ отличается высокой экономичностью: мощность потребляется только во время пере­ключения и возрастает с частотой переключения. Заряд и разряд емкости С_н в таком ключе происходит через сопротивления каналов транзисторов, находящихся в открытом состоянии. Следовательно, ключ обладает повышенным быстродействием.

Следует отметить, что при одинаковых геометрических разме­рах ключи на полевых транзисторах имеют существенно большие сопротивления в открытом состоянии (R­_{i откр} » 1/S₀, где S₀ — справочное значение крутизны ПТ).

Получить малые R­_{i откр} удается, если применить мощные ПТ, в которых используются либо параллельное соединение большого числа элементарных ячеек, либо конструкция специального типа с коротким каналом. В частности, высокими коммутационными свойствами обладают мощные ПТ серий КП901...КП913, способ­ные коммутировать большие токи и обладающие высоким быстродействием. В этих приборах достигнуты высокие отноше­ния параметров I_Сmax / (C_CИ + C_3С), что позволило реализовать ключевые параметры, превосходящие параметры ключей, выпол­ненных как на основе электронных ламп, так и на основе биполярных транзисторов. Например, ПТ типа КП907 переклю­чает ток 2А за время 10^-9 с.

Аналоговые ключи на транзисторах. В отличие от цифровых ключей аналоговые коммутируют сигналы с неограниченным множеством значений напряжений и токов. Такие ключи широко используются для коммутации телефонных, радиовещательных и телевизионных сигналов. К аналоговым ключам предъявляются такие же требования, как и к цифровым ключам: малое сопротивление в открытом и большое сопротивление в закрытом состояниях, малое время включения и выключения, небольшая потребляемая цепями управления мощность. Кроме указанных, к аналоговым ключам предъявляются жесткие требования по вносимым нелинейным, частотным и фазовым искажениям, а также динамическому диапазону коммутируемых сигналов.

В принципе, в качестве ключевых элементов аналогового ключа можно использовать любой элемент, способный работать в режиме управляемого сопротивления. Однако лучшим образом удовлетворяет перечисленным выше требованиям аналоговые ключи на основе ПТ.

Рассмотрим принцип действия и особенности простейшего аналогового ключа на ПТ, изображенного на рис. 1.44, а.

                                            Рисунок 1.44

В отличие от электронных ламп, ПТ может работать при любой полярности выходного напряжения. При этом в аналого­вом ключе на ПТ отпадает необходимость в источнике постоян­ного напряжения в выходной цепи и, следовательно, существенно упрощается схема ключа и снижается потребляемая мощность.

Работа ключа (рис. 1.44, б) происходит при нулевом постоян­ном напряжении на участке «сток — исток» (U_си = 0). Если при этом управляющее напряжение цепи затвора равно нулю (U_ynp = 0), выходная цепь транзистора представляет собой малое омическое сопротивление, и коммутируемое напряжение U_ВХ с малым ослаблением поступает в нагрузку. Коэффициент передачи по напряжению в открытом состоянии                     К_u0 = R_H / (R_H + R­_{i откр} + R_г).

Для перевода ключа в выключенное состояние ко входу транзистора следует приложить запирающее напряжение, превы­шающее сумму напряжения отсечки и входного напряжения сигнала U_вх. При подаче запирающего напряжения уменьшается наклон выходных характеристик ПТ в омической области и, следовательно, увеличивается выходное сопротивление. В выклю­ченном состоянии выходная цепь представляет очень большое сопротивление R­_{i откр}, обычно превышающее 10⁷ Ом, шунтирован­ное емкостями С_с.и и С_м.

Коэффициент передачи напряжения ключа в выключенном состоянии мал и может быть рассчитан по формуле

.

Важнейшим показателем аналогового ключа является переход­ное затухание А_п. Оно показывает, во сколько раз коэффициент передачи ключа во включенном состоянии больше коэффициента передачи ключа в выключенном состоянии:

.

Учитывая, что в диапазоне низких частот 1/[jw(С_си+С_м)] >> R_н+R_Г, последнее выражение можно упростить и записать в виде

.        (1.43)

Интересно отметить, что при использовании в аналоговом ключе (ПТ) с управляющим переходом удается реализовать большие значения А_п, чем в случае использования МДП-тран­зистора. Это объясняется уменьшением емкости С_си при подаче к p-n переходу «затвор — канал» запирающего напряжения. Эффект аналогичен наблюдаемому в варикапе.

Верхняя рабочая частота коммутируемого сигнала ограничена междуэлектродными емкостями и емкостями монтажа. В первом приближении при рассмотрении частотных свойств ключа учиты­вают проходную емкость ключа С_прох = С_си + С_м.

Другим важным показателем аналогового ключа являются вносимые им нелинейные искажения. При использовании мало­мощных транзисторов в состоянии «Включено» (U_зи = 0) выходная характеристика аппроксимируется выражением. Предполо­жим, что в состоянии «Включено» к каналу ПТ приложено напряжение

 u_си = U_си sin Wt.                                                                (1.44)

Найдем мгновенное значение выходного тока:

i_с = b_ПТU_{ЗИ отс}sinWt – ¼ U²_си(1-соs2Wt).          (1.45)

Из выражения следует, что выходной ток ПТ помимо основной содержит вторую гармонику.

Учитывая, что в состоянии «Включено» к каналу ПТ приложена лишь малая часть входного напря­жения (u_си = u_вх (l — К_uо)), определим коэффициент гармоник как отношение амплитуд второй гармоники к основной: К_г = U_вх(l — К_uo)/(4U_{ЗИ отс}). Очевидно, для обеспечения малых нелиней­ных искажений сигнала необходимо использовать ПТ с малым сопротивлением канала в открытом состоянии и высокими значениями напряжения отсечки. Как видно, нелинейные искаже­ния ключа уменьшаются с ростом К_uо, обусловленным увеличени­ем сопротивления нагрузки. Однако нужно учитывать, что увели­чение сопротивления нагрузки сопровождается снижением переход­ного затухания ключа А_п, что следует из выражения.

Время включения и выключения ключа зависит от значений емкостей С_зи и С_зс и сопротивления R₃ в цепи затвора транзистора. Уменьшение его обеспечивается за счет использования низкоомных источников управляющих сигналов и транзисторов с малыми междуэлектродными емкостями.