|
Спутниковые и радиорелейные системы передачи |
||
|
Тема 8. Цифровые радиорелейные линии |
назад | содержание | вперед |
|
8.5.2. Многопозиционные методы модуляции
Четырехпозиционная ОФМ
При четырехпозиционной ОФМ в случае передачи одного цифрового потока модулятор строится в соответствии со структурной схемой, приведенной на рисунке 8.6.
Входной ЦС делится на две последовательности А и В с помощью делителя потока ДП. Длительность двоичных символов каждой из них устанавливается равной 2Tи то есть в 2 раза больше, чем во входном ЦС. Одна из последовательностей сдвигается по времени на один тактовый интервал Tи для того, чтобы обе последовательности передавались синхронно (рисунок 8.7).
Между значением одной пары символов в последовательностях А и В и изменением фазы несущего колебания Δφ устанавливают определенное соответствие, основанное на коде Грея (таблица 8.2)
Таблица 8.2
|
Символ в А |
Символ в B |
Δφ |
|
0 |
0 |
0˚ |
|
0 |
1 |
90˚ |
|
1 |
1 |
180˚ |
|
1 |
0 |
270˚ |
Например, при передаче сигнала 1101010010 получаем в случае нулевой начальной фазы несущего колебания:
|
Входная последовательность |
11 |
01 |
01 |
00 |
10 |
|
Изменение фазы несущего колебания, Δφ |
180˚ |
90˚ |
90˚ |
0˚ |
270˚ |
|
Фаза несущего колебания φ |
180˚ |
270˚ |
360˚ |
0˚ |
270˚ |
Выработка напряжений, обеспечивающих, изменения фазы 4 – ОФМ сигнала в соответствии с таблицей 8.2, производится с помощью логической схемы (ЛС). При этом значения фазы несущего колебания φА и φВ, равные в момент начала рассмотрения соответственно φА0 и φВ0, изменяются в соответствии с таблицей 8.3.
Таблица 8.3
|
А |
В |
Φ°А |
φ°В |
Δφ° |
|
0 |
0 |
φА0 |
φВ0 |
0˚ |
|
0 |
1 |
φА0+180˚ |
φВ0+180˚ |
90˚ |
|
1 |
1 |
φА0+180˚ |
φВ0+180˚ |
180˚ |
|
1 |
0 |
φА0+180˚ |
φВ0 |
270˚ |
Символу О последовательности A(B) соответствует определенное значение φА0(φВ0), символу 1 – значение φА(φВ), отличающееся от φА0(φВ0) на 180˚.
При изменении символа в последовательности А(В) на противоположный происходит изменение фазы φА(φВ) на 180˚, что приводит к повороту фазы суммарного выходного колебания на 90˚ (рисунок 8.8).
Изменение символов сразу в обеих последовательностях соответствует изменению φΣ, на 180˚. Изменения фазы суммарного выходного колебания ΔφΣ, соответствующие заданной паре символов последовательностей А и В, получаются такими же, как в таблице 8.2.
Полоса пропускания П для ОФМ численно равна:
П = (1,1…1,2)В,
где В – скорость передачи информации. Значит, удельная пропускная способность системы связи γ = В/ П в этом случае близка к 1 бит/с/Гц. В случае 4 - ОФМ
П = (1,1…1,2)В/log2N,
где N – число уровней манипуляции. То есть при 4 – ОФМ γ примерно равняется 2 бит/с/Гц.
К недостаткам методов ФМ относится уменьшение амплитуды огибающей до нуля в те моменты времени, когда фаза несущей изменяется на 180˚. Этот эффект вызывает появление значительных внеполосных излучений, а так же дополнительных искажений сигнала вследствие АМ-ФМ конверсии в ВЧ тракте. От этого недостатка свободен метод 4 – ОФМ со сдвигом (4–ОФМ-С), отличающийся от 4–ОФМ тем, что изменение фазы в квадратурных каналах происходит не одновременно, а поочередно со сдвигом во времени на тактовый интервал. При этом никогда не возникают скачки фазы на 180˚, так как изменение фазы на противоположную в одном из каналов вызывает сдвиг фазы результирующего колебания на 90˚ (рисунок 8.9).
В высокоскоростных цифровых РРЛ применяются более сложные виды модуляции. Наибольшее распространение получила квадратурная амплитудная манипуляция (КАМ), которая предполагает амплитудную модуляцию синфазной и квадратурной составляющих несущей. В общем случае сигнал КАМ может быть представлен в виде:
UКАМ(t)=U[С1(t)cosωt+C2(t)sinωt],
где С1(t) и C2(t) – модулирующие сигналы в квадратурных каналах. Если модулирующие сигналы принимают дискретные значения ±1; ±3, то при этом получается 16 – позиционная КАМ (КАМ-16). Расположение сигнальных точек на амплитудно-фазовой плоскости (“созвездие”) при ведено на рисунке 8.10.
На практике также применяются КАМ-64, КАМ-128.
назад | содержание | вперед